Wzmacniacz mocy o wysokiej wierności dźwięku. UMZCH VV z systemem sterowania mikrokontrolerem

Wzmacniacz mocy częstotliwości dźwięku (UMZCH) wysoka wierność(BB), opracowany w 1989 roku przez Nikołaja Suchowa, słusznie można nazwać legendarnym. W jego rozwoju zastosowano profesjonalne podejście, oparte na wiedzy i doświadczeniu w dziedzinie obwodów analogowych. W efekcie parametry tego wzmacniacza okazały się tak wysokie, że do dziś konstrukcja ta nie straciła na aktualności. W tym artykule opisano nieco ulepszoną wersję wzmacniacza. Ulepszenia sprowadzają się do zastosowania nowej bazy elementów oraz zastosowania systemu sterowania mikrokontrolerem.

Wzmacniacz mocy (PA) jest integralną częścią każdego kompleksu odtwarzania dźwięku. Dostępnych jest wiele opisów konstrukcji takich wzmacniaczy. Ale w zdecydowanej większości przypadków, nawet przy bardzo dobry występ, brakuje zaplecza usługowego. Ale w dzisiejszych czasach, kiedy mikrokontrolery stały się powszechne, nie jest trudno stworzyć wystarczająco doskonały system sterowania. Jednocześnie domowe urządzenie pod względem nasycenia funkcjonalnego może nie ustępować najlepszym markowym próbkom. Wariant UMZCH VV z układem sterowania mikrokontrolerem pokazano na ryc. jeden:

Ryż. 1. Wygląd wzmacniacza.

Oryginalny obwód VV UMZCH ma wystarczające parametry, aby wzmacniacz nie był dominującym źródłem nieliniowości na ścieżce odtwarzania dźwięku w całym zakresie mocy wyjściowej. Dlatego dalsza poprawa właściwości zauważalnych korzyści już nie daje.

Przynajmniej jakość dźwięku różnych fonogramów różni się znacznie bardziej niż jakość dźwięku wzmacniaczy. Na ten temat można zacytować z magazynu „Audio”: „ Słychać różnice w kategoriach, takich jak głośniki, mikrofony, przetworniki LP, pokoje odsłuchowe, przestrzenie studyjne, sale koncertowe, a zwłaszcza konfiguracje studyjne i sprzęt nagraniowy używane przez różne firmy nagraniowe. Jeśli chcesz usłyszeć subtelne różnice w scenie dźwiękowej, porównaj płyty Delos Johna Eargle'a z płytami Telarc Jacka Rennera, a nie przedwzmacniacze. Lub jeśli chcesz usłyszeć subtelne różnice w przejściach, porównaj nagrania jazzowe dmp z nagraniami jazzowymi Chesky, a nie dwa interkonekty.»

Mimo to miłośnicy Hi-Endu nie przestają szukać „właściwego” dźwięku, co dotyczy m.in. UM. W rzeczywistości PA jest przykładem bardzo prostej ścieżki liniowej. Obecny poziom zaawansowania obwodów elektrycznych umożliwia zapewnienie takiego urządzenia o wystarczająco wysokich parametrach, aby wprowadzone zniekształcenia stały się niewidoczne. Dlatego w praktyce dowolne dwa nowoczesne, nie ekscentrycznie zaprojektowane PA brzmią tak samo. Wręcz przeciwnie, jeśli UM ma jakiś szczególny, specyficzny dźwięk, to mówi tylko jedno: zniekształcenia wprowadzane przez taki UM są duże i wyraźnie wyczuwalne słuchem.

Nie oznacza to, że zaprojektowanie wysokiej jakości PA jest bardzo łatwe. Istnieje wiele subtelności, zarówno obwodów, jak i planu projektowego. Ale wszystkie te subtelności są od dawna znane poważnym producentom PA i zwykle nie ma żadnych poważnych błędów w projektach nowoczesnych PA. Wyjątkiem są drogie wzmacniacze klasy Hi-End, które często projektuje się bardzo niepiśmienne. Nawet jeśli zniekształcenia wprowadzane przez PA są przyjemne dla ucha (jak twierdzą miłośnicy wzmacniaczy lampowych), to nie ma to nic wspólnego z wysoką wiernością reprodukcji dźwięku.

Oprócz wysokiej jakości PA, oprócz tradycyjnych wymagań dotyczących łączy szerokopasmowych i dobrej liniowości, szereg dodatkowych dodatkowe wymagania. Czasami możesz to usłyszeć użytek domowy wystarczający wzmacniacz mocy 20-35 watów. Jeśli mówimy o mocy średniej, to stwierdzenie to jest prawdziwe. Ale prawdziwy sygnał muzyczny może mieć szczytowy poziom mocy, który jest 10 do 20 razy większy od średniej. Dlatego, aby uzyskać niezakłóconą reprodukcję takiego sygnału przy średniej mocy 20 W, konieczne jest posiadanie mocy PA rzędu 200 W. Oto na przykład wyjście z recenzji dla wzmacniacza opisanego w: " Jedynym komentarzem była niewystarczająca głośność dźwięku dużych instrumentów perkusyjnych, co tłumaczy się niewystarczającą mocą wyjściową wzmacniacza (120 watów szczytowo przy obciążeniu 4 omów).»

Systemy akustyczne (AS) są złożonym obciążeniem i mają bardzo złożony wzór impedancji w funkcji częstotliwości. Przy niektórych częstotliwościach może być 3-4 razy mniejszy niż wartość nominalna. PA musi być w stanie działać bez zniekształceń na tak niskooporowym obciążeniu. Na przykład, jeśli nominalna impedancja zestawu głośnikowego wynosi 4 omy, to PA powinien normalnie działać na obciążeniu o rezystancji 1 oma. Wymaga to bardzo wysokich prądów wyjściowych, co należy uwzględnić przy projektowaniu wzmacniacza. Opisany wzmacniacz spełnia te wymagania.

Ostatnio dość często poruszany jest temat optymalnej impedancji wyjściowej wzmacniacza pod kątem minimalizacji zniekształceń głośników. Jednak ten temat dotyczy tylko projektowania aktywnych głośników. Filtry zwrotnicy do głośników pasywnych są projektowane w oparciu o fakt, że źródło sygnału będzie miało znikomą impedancję wyjściową. Jeśli PA ma wysoką impedancję wyjściową, to pasmo przenoszenia takich głośników będzie mocno zniekształcone. Nie pozostaje więc nic innego, jak zapewnić małą impedancję wyjściową dla PA.

Widać, że nowe osiągnięcia PA są głównie na ścieżce redukcji kosztów, poprawy wykonalności projektu, zwiększenia mocy wyjściowej, zwiększenia wydajności i poprawy jakości konsumenckiej. W artykule skupiono się na funkcjach serwisowych, które są realizowane dzięki systemowi sterowania mikrokontrolerem.

Wzmacniacz wykonany jest w obudowie MIDI, jego gabaryty to 348x180x270 mm, waga około 20 kg. Wbudowany mikrokontroler umożliwia sterowanie wzmacniaczem za pomocą pilota na podczerwień (wspólnego z przedwzmacniaczem). Ponadto mikrokontroler mierzy i wskazuje średnią i quasi-szczytową moc wyjściową, temperaturę grzejników, realizuje wyłącznik czasowy i obsługuje sytuacje awaryjne. System ochrony wzmacniacza oraz sterowanie włączaniem i wyłączaniem realizowane są przy udziale mikrokontrolera. Wzmacniacz posiada osobny zasilacz standby, co pozwala na pozostawanie w trybie „STANDBY” po wyłączeniu głównych zasilaczy.

Opisany wzmacniacz nazywa się NSM (National Sound Machines), model PA-9000, ponieważ nazwa urządzenia jest częścią jego konstrukcji i musi być obecna. Zaimplementowany zestaw funkcji serwisowych w niektórych przypadkach może okazać się zbędny, dla takich sytuacji opracowano „minimalistyczną” wersję wzmacniacza (model PA-2020), który posiada jedynie włącznik zasilania i dwukolorową diodę LED panel przedni, a wbudowany mikrokontroler kontroluje tylko proces włączania i wyłączania zasilania, uzupełnia system zabezpieczeń i zapewnia zdalne sterowanie trybem „STANDBY”.

Wszystkie elementy sterujące i wskaźniki wzmacniacza znajdują się na panelu przednim. Jego wygląd i przeznaczenie kontrolek pokazano na ryc. 2:

Ryż. 2. Panel przedni wzmacniacza.

Przycisk zasilania zapewnia całkowite zamknięcie wzmacniacz sieciowy. Fizycznie ten przycisk odłącza od sieci tylko rezerwowe źródło zasilania, dlatego można go zaprojektować na mały prąd. Główne źródła zasilania załączane są za pomocą przekaźników, których uzwojenia zasilane są ze źródła rezerwowego. Dlatego też, gdy przycisk „POWER” jest wyłączony, wszystkie obwody wzmacniacza są pozbawione napięcia.

Po włączeniu przycisku „POWER” wzmacniacz jest w pełni włączony. Proces włączania przebiega następująco: źródło czuwania włącza się natychmiast, o czym świadczy dioda LED zasilania czuwania „DUTY”. Po pewnym czasie wymaganym do zresetowania mikrokontrolera, włączane jest zasilanie zewnętrznych gniazd i zapala się dioda „EXT”. Następnie zapala się dioda „MAIN” i następuje pierwszy etap włączania głównych źródeł. Początkowo główne transformatory są włączane przez rezystory ograniczające, które zapobiegają początkowemu prądowi rozruchowemu z powodu rozładowanych kondensatorów filtrujących. Kondensatory są stopniowo ładowane, a gdy mierzone napięcie zasilania osiągnie zadany próg, rezystory ograniczające zostają wyłączone z obwodu. Jednocześnie zapala się dioda „PRACA”. Jeżeli w wyznaczonym czasie napięcie zasilania nie osiągnęło ustawionego progu, to proces włączania wzmacniacza zostaje przerwany i zostaje włączona sygnalizacja alarmowa. Jeżeli dołączenie głównych źródeł się powiodło, to mikrokontroler sprawdza stan zabezpieczenia. W przypadku braku sytuacji awaryjnych mikrokontroler pozwala na załączenie przekaźnika obciążenia i zaświecenie się diody „LOAD”.

Przycisk STANDBY zarządza trybem czuwania. Krótkie naciśnięcie przycisku przełącza wzmacniacz w stan czuwania lub odwrotnie, włącza wzmacniacz. W praktyce może być konieczne włączenie zewnętrznych gniazd, pozostawiając PA w trybie czuwania. Jest to wymagane na przykład podczas słuchania fonogramów na telefonach stereo lub podczas kopiowania bez kontroli dźwięku. Gniazda zewnętrzne mogą być niezależnie włączane/wyłączane przez długi czas (do sygnał dźwiękowy) naciskając przycisk STANDBY. Opcja przy włączonym PA i wyłączonych gniazdach nie ma sensu, dlatego nie jest zaimplementowana.

Panel przedni ma 4-cyfrową cyfrę wyświetlacz oraz 5 przycisków sterowania wyświetlaczem. Wyświetlacz może pracować w następujących trybach (rys. 3a):

• wyłączone
• wskazanie średniej mocy wyjściowej [W]
• wskazanie quasi-szczytowej mocy wyjściowej
• wskaźnik stanu timera [M]
• wyświetlacz temperatury grzejników [°C]

Ryż. 3. Wyświetl opcje wskazań.

Przycisk PEAK włącza wyświetlanie mocy wyjściowej i przełącza pomiędzy mocą średnią / quasi-szczytową. W trybie wskazania mocy wyjściowej na wyświetlaczu świeci się „W”, a dla mocy quasi-szczytowej również świeci się „PEAK”. Moc wyjściowa jest wyświetlana w watach z rozdzielczością 0,1 wata. Pomiar jest wykonywany poprzez pomnożenie prądu i napięcia na obciążeniu, więc odczyty są ważne dla dowolnej dopuszczalnej wartości rezystancji obciążenia. Przytrzymanie przycisku PEAK aż do sygnału dźwiękowego wyłączy wyświetlacz. Wyłączanie wyświetlacza, a także przełączanie się między różnymi trybami wyświetlania odbywa się płynnie (jeden obraz „przepływa” w drugi). Efekt ten realizowany jest w oprogramowaniu.

Przycisk TIMERA wyświetlacze Stan obecny timer, litera „M” zapala się. Timer pozwala ustawić czas, po którym wzmacniacz przejdzie w stan czuwania, a zewnętrzne gniazda zostaną wyłączone. Należy zauważyć, że podczas korzystania z tej funkcji inne elementy kompleksu muszą umożliwiać wyłączenie zasilania „w drodze”. W przypadku tunera i odtwarzacza CD jest to zwykle akceptowalne, ale w przypadku niektórych magnetofonów kasetowych po wyłączeniu zasilania LPM może nie przejść w tryb „STOP”. W przypadku tych odtwarzaczy wyłączanie zasilania podczas odtwarzania lub nagrywania jest niedopuszczalne. Jednak takie decki są niezwykle rzadkie wśród markowych urządzeń. I odwrotnie, większość decków ma przełącznik „Timer”, który ma 3 pozycje: „Off”, „Record” i „Play”, co pozwala natychmiast włączyć tryb odtwarzania lub nagrywania za pomocą prostego zasilacza. Możesz także wyłączyć te tryby, po prostu odłączając zasilanie. Timer wzmacniacza można zaprogramować na następujące interwały (rys. 3b): 5, 15, 30, 45, 60, 90 i 120 minut. Jeśli timer nie jest używany, należy go ustawić w stanie „OFF”. Znajduje się w tym stanie natychmiast po włączeniu zasilania.

Interwał timera jest ustawiony przyciski „+” i „-” w trybie wyświetlania timera. Jeśli timer jest włączony, dioda TIMER świeci zawsze na wyświetlaczu, a włączenie wskaźnika timera pokazuje aktualny stan, tj. ile minut pozostało do wyłączenia. W takiej sytuacji interwał można wydłużyć wciskając przycisk „+”.

Przycisk „°C” włącza wyświetlanie temperatury grzejników, zapala się symbol „°C”. Na każdym grzejniku zainstalowany jest osobny termometr, ale maksymalna wartość temperatury jest wyświetlana na wyświetlaczu. Te same termometry służą do sterowania wentylatorami oraz do zabezpieczenia termicznego tranzystorów wyjściowych wzmacniacza.

Do wskazanie błędu Na panelu przednim znajdują się dwie diody LED: „FAIL LEFT” i „FAIL RIGHT”. Po zadziałaniu zabezpieczenia w jednym z kanałów PA zapala się odpowiednia dioda LED, a na wyświetlaczu pojawia się nazwa literowa przyczyny wypadku (rys. 3c). W takim przypadku wzmacniacz przechodzi w stan czuwania. Wzmacniacz posiada następujące rodzaje ochrony:

• zabezpieczenie nadprądowe stopnia wyjściowego
• ochrona wyjścia DC
• zabezpieczenie przed awarią zasilania
• ochrona przed stratami napięcie sieciowe
• zabezpieczenie przed przegrzaniem tranzystorów wyjściowych

Reaguje na składową stałą napięcia wyjściowego PA, która jest większa niż 2 V. Chroni głośniki, jest również zaimplementowana sprzętowo. Wskazany na wyświetlaczu jako „dcF”.

Reaguje na spadek napięcia zasilania dowolnego ramienia poniżej określonego poziomu. Znaczne naruszenie symetrii napięć zasilających może spowodować pojawienie się składowej stałej na wyjściu PA, co jest niebezpieczne dla AU. Wyświetlacz pokazuje jako „UF”.

Reaguje na utratę kilku okresów napięcia sieciowego z rzędu. Celem tego zabezpieczenia jest odłączenie obciążenia przed spadkiem napięcia zasilania i początkiem stanu nieustalonego. Zaimplementowany sprzętowo mikrokontroler tylko odczytuje jego stan. Wyświetlane jako „prF”.

ochrona przed przegrzaniem tranzystory wyjściowe są zaimplementowane programowo, wykorzystuje informacje z termometrów zainstalowanych na grzejnikach. Wskazany na wyświetlaczu jako „tF”.

UM ma zdolność pilot . Ponieważ nie jest to wymagane duża liczba przyciski sterujące, ten sam pilot służy do sterowania przedwzmacniaczem. Ten pilot działa w standardzie RC-5 i ma trzy przyciski specjalnie zaprojektowane do sterowania PA. Przycisk „STANDBY” całkowicie powiela podobny przycisk na panelu przednim. Przycisk „DISPLAY” umożliwia przełączanie trybu wyświetlania wokół pierścienia (rys. 3a). Przytrzymanie przycisku DISPLAY, aż do sygnału dźwiękowego, wyłączy wyświetlacz. Przycisk „MODE” umożliwia zmianę przedziału czasowego timera (rys. 3b), tj. zastępuje przyciski „+” i „-”.

Na tylny panel Wzmacniacz (rys. 4) zainstalował gniazda przeznaczone do zasilania innych elementów kompleksu. Gniazda te mają niezależne wyłączenie, co pozwala odłączyć cały kompleks za pomocą pilota.

Ryż. 4. Tylny panel wzmacniacza.

Jak wspomniano wcześniej, obwód UMZCH VV Nikołaja Suchowa, który opisano w. Podstawowe zasady budowania wysokiej jakości PA są określone w. Schemat obwodu płyta główna wzmacniacza; pokazano na ryc. pięć.

szerokość=710>

Ryż. 5. Schemat ideowy płyty głównej wzmacniacza.

Wzmacniacz wprowadzono drobne zmiany w stosunku do oryginalnego projektu. Te zmiany nie są fundamentalne i są w zasadzie przejściem na nowszą bazę elementów.

Zmieniono obwód stabilizacji temperatury prądu spoczynkowego. W pierwotnej konstrukcji, wraz z tranzystorami wyjściowymi, na radiatorach zainstalowano tranzystor - czujnik temperatury, który ustawia napięcie polaryzacji stopnia wyjściowego. W tym przypadku uwzględniono tylko temperaturę tranzystorów wyjściowych. Ale temperatura tranzystorów końcowych, ze względu na dość dużą moc rozpraszaną na nich, również znacznie wzrosła podczas pracy. Ze względu na to, że tranzystory te były montowane na małych pojedynczych radiatorach, ich temperatura mogła się dość gwałtownie wahać, na przykład w wyniku zmian rozpraszania mocy lub nawet pod wpływem zewnętrznych prądów powietrza. Doprowadziło to do tych samych ostrych wahań prądu spoczynkowego. Tak, a każdy inny element PA może się mocno nagrzewać podczas pracy, ponieważ w jednym przypadku znajdują się źródła ciepła (promienniki tranzystorów wyjściowych, transformatory itp.). Dotyczy to również pierwszych kompozytowych tranzystorów wtórnych emiterów, które w ogóle nie miały radiatorów. W rezultacie prąd spoczynkowy może wzrosnąć kilkakrotnie, gdy PA jest podgrzewany. Rozwiązanie tego problemu zaproponował Aleksiej Biełow.

Zwykle do stabilizacji temperatury prądu spoczynkowego stopni wyjściowych PA stosuje się następujący schemat (rys. 6a):

Ryż. 6. Schemat stabilizacji temperatury prądu spoczynkowego.

Napięcie polaryzacji jest przykładane do punktów A i B. Jest przydzielane w sieci z dwoma zaciskami, która składa się z tranzystora VT1 i rezystorów R1, R2. Początkowe napięcie polaryzacji jest ustawiane przez rezystor R2. Tranzystor VT1 jest zwykle montowany na wspólnym grzejniku z VT6, VT7. Stabilizację przeprowadza się w następujący sposób: gdy tranzystory VT6, VT7 są podgrzewane, spadek bazy-emitera zmniejsza się, co przy stałym napięciu polaryzacji prowadzi do wzrostu prądu spoczynkowego. Ale wraz z tymi tranzystorami VT1 również się nagrzewa, co powoduje zmniejszenie spadku napięcia w sieci dwuzaciskowej, tj. redukcja prądu spoczynkowego. Wadą tego schematu jest to, że nie uwzględnia się temperatury złącza pozostałych tranzystorów wchodzących w skład kompozytowego wtórnika emitera. Aby to uwzględnić, musi być znana temperatura złącza wszystkich tranzystorów. Najłatwiej zrobić to samo. W tym celu wystarczy zainstalować wszystkie tranzystory wchodzące w skład kompozytowego wtórnika emitera na wspólnym radiatorze. Jednocześnie, aby uzyskać prąd spoczynkowy, który nie zależy od temperatury, napięcie polaryzacji kompozytowego wtórnika emitera musi mieć taki sam współczynnik temperaturowy jak sześć złączy p-n połączonych szeregowo. W przybliżeniu możemy założyć, że spadek napięcia przewodzenia na złączu p-n zmniejsza się liniowo ze współczynnikiem K, w przybliżeniu równym 2,3 mV/°C. Dla wtórnika kompozytowego emitera współczynnik ten wynosi 6 * K. Zapewnienie takiego współczynnika temperaturowego napięcia polaryzacji jest zadaniem sieci dwuzaciskowej, która jest połączona między punktami A i B. Sieć dwuzaciskowa pokazana na ryc. 6a ma współczynnik temperaturowy (1+R2/R1)*K. Gdy rezystor R2 reguluje prąd spoczynkowy, zmienia się również współczynnik temperaturowy, co nie jest całkowicie poprawne. Najprostszym praktycznym rozwiązaniem jest obwód pokazany na ryc. 6b. W tym obwodzie współczynnik temperaturowy wynosi (1 + R3 / R1) * K, a początkowy prąd spoczynkowy jest ustalany przez położenie suwaka rezystora R2. Spadek napięcia na rezystorze R2, bocznikowanym przez diodę, można uznać za prawie stały. Dlatego regulacja początkowego prądu spoczynkowego nie wpływa na współczynnik temperaturowy. Przy takim obwodzie, gdy PA jest podgrzewany, prąd spoczynkowy zmienia się o nie więcej niż 10-20%. Aby wszystkie tranzystory kompozytowego wtórnika emiterowego były umieszczone na wspólnym radiatorze, muszą mieć obudowę przystosowaną do montażu na radiatorze (tranzystory w obudowach TO-92 nie są odpowiednie). Dlatego w PA stosowane są inne typy tranzystorów, jednocześnie bardziej nowoczesne.

W obwodzie wzmacniacza (rys. 5) dwuzaciskowa stabilizacja temperatury prądu spoczynkowego jest bocznikowana przez kondensator C12. Ten kondensator jest opcjonalny, choć też nie szkodzi. Faktem jest, że pomiędzy bazami tranzystorów kompozytowego wtórnika emiterowego konieczne jest zapewnienie napięcia polaryzacji, które musi być stałe dla wybranego prądu spoczynkowego i nie zależeć od wzmacnianego sygnału. Krótko mówiąc, zmienna składowa napięcia na sieci dwuzaciskowej, a także na rezystorach R26 i R29 (rys. 5), musi być równa zeru. Dlatego wszystkie te elementy można zbocznikować kondensatorami. Ale ze względu na niską rezystancję dynamiczną sieci z dwoma zaciskami, a także niskie wartości rezystancji tych rezystorów, obecność pojemności bocznikowych ma bardzo słaby wpływ. Dlatego te pojemności nie są konieczne, zwłaszcza że do manewrowania R26 i R29 ich wartości muszą być dość duże (odpowiednio około 1 μF i 10 μF).

Tranzystory wyjściowe PA zastąpiono tranzystorami KT8101A, KT8102A, które mają wyższą częstotliwość odcięcia współczynnika przenoszenia prądu. W potężnych tranzystorach efekt spadku współczynnika przenoszenia prądu wraz ze wzrostem prądu kolektora jest dość wyraźny. Efekt ten jest wyjątkowo niepożądany dla PA, ponieważ tutaj tranzystory muszą pracować przy wysokich prądach wyjściowych. Modulacja współczynnika przenoszenia prądu prowadzi do znacznego pogorszenia liniowości stopnia wyjściowego wzmacniacza. Aby zmniejszyć wpływ tego efektu na stopień wyjściowy, dwa tranzystory są połączone równolegle (a to minimum, na które możesz sobie pozwolić).

Gdy tranzystory są połączone równolegle, stosuje się oddzielne rezystory emiterowe, aby zmniejszyć wpływ ich rozrzutu parametrów i wyrównać prądy robocze. Do normalnej pracy systemu zabezpieczenia nadprądowego dodano obwód do podświetlania maksymalnej wartości napięcia na diodach VD9 - VD12 (ryc. 5), ponieważ teraz konieczne jest usunięcie spadku nie z dwóch, ale z czterech emiterów rezystory.

Inne tranzystory kompozytowy wtórnik emitera to KT850A, KT851A (pakiet TO-220) i KT940A, KT9115A (pakiet TO-126). W obwodzie do stabilizacji prądu spoczynkowego zastosowano tranzystor kompozytowy KT973A (obudowa TO-126).

Wykonane i wymienione OU do bardziej nowoczesnych. Główny wzmacniacz operacyjny U1 został zastąpiony przez AD744, który ma lepszą wydajność i dobrą liniowość. Wzmacniacz operacyjny U2, który pracuje w obwodzie utrzymania zerowego potencjału na wyjściu UMZCH, został zastąpiony przez OP177, który ma niskie przesunięcie zera (nie więcej niż 15 mikrowoltów). Umożliwiło to rezygnację z trymera do regulacji biasu. Należy zauważyć, że ze względu na obwody AD744, wzmacniacz operacyjny U2 ​​musi dostarczać napięcie wyjściowe zbliżone do napięcia zasilania (pin 8 wzmacniacza operacyjnego AD744 pod względem stałego napięcia to tylko dwa złącze p-n). Dlatego nie wszystkie typy precyzyjnych wzmacniaczy operacyjnych będą pasować. W ostateczności można zastosować rezystor podciągający z wyjścia wzmacniacza operacyjnego do -15 V. Wzmacniacz operacyjny U3 pracujący w układzie kompensacji impedancji przewodu AC został zastąpiony przez AD711. Parametry tego wzmacniacza operacyjnego nie są tak krytyczne, dlatego wybrano tani wzmacniacz operacyjny o wystarczającej prędkości i dość niskim zerowym przesunięciu.

Do obwodu dodawane są dzielniki rezystorowe R49 - R51, R52 - R54 oraz R47, R48, które służą do usuwania sygnałów prądowych i napięciowych dla obwodu pomiaru mocy.

Zmieniona implementacja obwody uziemiające. Ponieważ każdy kanał wzmacniacza jest teraz całkowicie zmontowany na jednej płytce, nie ma potrzeby podłączania wielu przewodów uziemiających w jednym punkcie obudowy. Specjalna topologia PCB zapewnia okablowanie uziemienia w kształcie gwiazdy. Gwiazda uziemienia jest połączona jednym przewodem ze wspólnym zaciskiem źródła zasilania. Należy zauważyć, że taka topologia jest odpowiednia tylko dla całkowicie oddzielnych zasilaczy dla lewego i prawego kanału.

W oryginalnym obwodzie wzmacniacza pętla sprzężenia zwrotnego AC obejmuje i styki przekaźnika które łączą obciążenie. Działanie to podjęto w celu zmniejszenia wpływu nieliniowości styków. Jednak w tym przypadku możliwe są problemy z działaniem zabezpieczenia elementu stałego. Faktem jest, że gdy wzmacniacz jest włączony, zasilanie jest dostarczane przed włączeniem przekaźnika obciążenia. W tym czasie na wejściu PA może pojawić się sygnał, a wzmocnienie wzmacniacza z powodu przerwanej pętli sprzężenia zwrotnego jest bardzo duże. W tym trybie PA ogranicza sygnał, a obwód kompensacji napięcia przesunięcia generalnie nie jest w stanie utrzymać zerowej wartości DC na wyjściu PA. Dlatego jeszcze przed podłączeniem obciążenia może się okazać, że na wyjściu PA znajduje się składowa stała i wtedy układ zabezpieczający będzie działał. Bardzo łatwo jest wyeliminować ten efekt, jeśli stosuje się przekaźniki ze stykami przełącznymi.

Styki normalnie zamknięte powinny zamykać pętlę sprzężenia zwrotnego w taki sam sposób, jak normalnie otwarte. W tym przypadku, gdy przekaźnik jest pobudzony, sprzężenie zwrotne jest przerywane tylko na bardzo krótki czas, podczas którego wszystkie styki przekaźnika są otwarte. W tym czasie stosunkowo bezwładna ochrona elementu stałego nie ma czasu na działanie. Na ryc. Rysunek 7 przedstawia proces przełączania przekaźnika wykonany za pomocą oscyloskopu cyfrowego. Jak widać, 4 ms po przyłożeniu napięcia do cewki przekaźnika otwierają się styki normalnie zamknięte. Około 3 ms później styki normalnie otwarte są zamykane (z zauważalnym odbiciem, które trwa około 0,7 ms). Tym samym styki są w "locie" przez około 3 ms, to przez ten czas sprzężenie zwrotne zostanie zerwane.

Ryż. 7. Proces przełączania przekaźnika AJS13113.

Schemat ochrony całkowicie przeprojektowany (rys. 8). Teraz znajduje się na głównej planszy. W ten sposób każdy kanał ma swój własny niezależny obwód. Jest to nieco nadmiarowe, ale każda płyta główna jest całkowicie autonomiczna i jest kompletnym wzmacniaczem mono. Część funkcji ochronnych realizowana jest przez mikrokontroler, ale w celu zwiększenia niezawodności odpowiedni ich zestaw jest zaimplementowany sprzętowo. W zasadzie płytka wzmacniacza może w ogóle działać bez mikrokontrolera. Ponieważ PA ma osobny zasilacz standby, obwód zabezpieczający jest przez niego zasilany (poziom +12V). Dzięki temu zachowanie obwodu zabezpieczającego jest bardziej przewidywalne w przypadku awarii jednego z głównych źródeł zasilania.

szerokość=710>
Obraz nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby wyświetlić go w całości, kliknij .

Ryż. 8. Obwód ochronny wzmacniacza.

Zabezpieczenie nadprądowe zawiera wyzwalacz zamontowany na tranzystorach VT3, VT4 (ryc. 5), który włącza się po otwarciu tranzystora VT13. VT13 odbiera sygnał z czujnika prądu i otwiera się, gdy prąd osiągnie wartość ustawioną za pomocą rezystora strojenia R30. Spust wyłącza generatory prądu VT5, VT6, co prowadzi do zablokowania wszystkich tranzystorów wtórnika kompozytowego emitera. Zerowe napięcie na wyjściu jest utrzymywane w tym trybie za pomocą rezystora R27 (rys. 5). Ponadto stan wyzwalacza jest odczytywany przez łańcuch VD13, R63 (ryc. 8) i po włączeniu na wejściach element logiczny U4D jest ustawiony na niski stan logiczny. Tranzystor VT24 zapewnia wyjście typu otwarty kolektor dla sygnału IOF (I Out Fail), który jest odpytywany przez mikrokontroler.

Ochrona DC zaimplementowany na tranzystorach VT19 - VT22 i elementach logicznych U4B, U4A. Sygnał z wyjścia wzmacniacza przez dzielnik R57, R59 podawany jest na filtr dolnoprzepustowy R58C23 o częstotliwości odcięcia około 0,1 Hz, który wybiera składową stałą sygnału. Jeśli pojawi się stała składowa o dodatniej polaryzacji, otwiera się tranzystor VT19, podłączony zgodnie z obwodem OE. On z kolei otwiera tranzystor VT22, a na wejściach elementu logicznego U4B pojawia się wysoki poziom logiczny. Jeśli pojawi się stała składowa o ujemnej polaryzacji, otwiera się tranzystor VT21, połączony z Och. Taka asymetria jest wymuszonym środkiem związanym z jednobiegunowym zasilaniem obwodu zabezpieczającego. W celu zwiększenia współczynnika przenoszenia prądu stosuje się przełączanie kaskadowe tranzystorów VT21, VT20 (ON - OK). Ponadto, podobnie jak w pierwszym przypadku, otwiera się tranzystor VT22 itp. Tranzystor VT23 jest podłączony do wyjścia elementu logicznego U4A, który zapewnia wyjście otwartego kolektora dla sygnału DCF (DC Fail).

Ochrona przed awarią zasilania zawiera prostownik pomocniczy (rys. 13) VD1, VD2 (VD3, VD4), który ma filtr wygładzający o bardzo małej stałej czasowej. Jeżeli kilka okresów napięcia sieciowego z rzędu spadnie, napięcie wyjściowe prostownika spada, a wejścia elementu logicznego U4C (rys. 8) są ustawiane na niski poziom logiczny.

Sygnały logiczne z trzech opisanych powyżej obwodów zabezpieczających są podawane na element „LUB” U5C, na którego wyjściu powstaje niski poziom logiczny w przypadku wyzwolenia któregokolwiek z obwodów. W tym przypadku kondensator C24 jest rozładowywany przez diodę VD17, a na wejściach elementu logicznego U5B (również na wyjściu U5A) pojawia się niski poziom logiczny. Prowadzi to do zamknięcia tranzystora VT27 i wyłączenia przekaźnika K1. Łańcuch R69C24 zapewnia pewne minimalne opóźnienie włączenia w przypadku, gdy mikrokontroler z jakiegoś powodu nie generuje opóźnienia początkowego. Tranzystor VT25 zapewnia wyjście typu otwarty kolektor dla sygnału OKL (OK lewy) lub OKR (OK prawy). Mikrokontroler może wyłączyć przekaźnik. W tym celu zainstalowany jest tranzystor VT26. Cecha ta jest niezbędna do realizacji programowego zabezpieczenia przed przegrzaniem, opóźnienia załączenia programowego przekaźnika oraz do synchronizacji działania zabezpieczeń dla lewego i prawego kanału.

Interakcja mikrokontrolera ze sprzętowym obwodem ochronnym na następujące: po włączeniu wzmacniacza, po osiągnięciu przez napięcie zasilania wartości nominalnej, mikrokontroler odpytuje sygnały gotowości zabezpieczenia sprzętowego OKL i OKR. Przez cały ten czas włączanie przekaźnika jest zabronione przez mikrokontroler poprzez utrzymywanie sygnału ENB (Enable) na wysokim poziomie logicznym. Gdy tylko mikrokontroler odbierze gotowe sygnały, generuje opóźnienie czasowe i pozwala na załączenie przekaźnika. Podczas pracy wzmacniacza mikrokontroler stale monitoruje gotowy sygnał. W przypadku utraty takiego sygnału dla jednego z kanałów, mikrokontroler usuwa sygnał ENB, wyłączając tym samym przekaźnik w obu kanałach. Następnie odpytuje sygnały stanu zabezpieczeń, aby zidentyfikować kanał i rodzaj zabezpieczenia.

ochrona przed przegrzaniem zaimplementowane w całości w oprogramowaniu. W przypadku przegrzania promienników mikrokontroler usuwa sygnał ENB, co powoduje wyłączenie przekaźnika obciążenia. Aby zmierzyć temperaturę, do każdego z grzejników przymocowany jest termometr Dallas DS1820. Zabezpieczenie uruchamia się, gdy temperatura grzejników osiągnie 59,8 °C. Nieco wcześniej, przy temperaturze 55,0°C, na wyświetlaczu pojawia się komunikat wstępnego przegrzania - automatycznie wyświetlana jest temperatura grzejników. Wzmacniacz automatycznie uruchamia się ponownie, gdy grzejniki ostygną do 35,0 °C. Włączenie przy wyższej temperaturze grzejników możliwe jest tylko ręcznie.

Aby poprawić warunki chłodzenia elementów wewnątrz obudowy wzmacniacza, mały rozmiar miłośnik który znajduje się na tylnym panelu. Zastosowano wentylator z bezszczotkowym silnikiem prądu stałego o nominalnym napięciu zasilania 12 V, przeznaczony do chłodzenia procesora komputera. Ponieważ podczas pracy wentylatora powstaje pewien hałas, który można zauważyć podczas przerw, stosowany jest dość złożony algorytm sterowania. Gdy temperatura grzejników osiągnie 45,0°C, wentylator zaczyna działać, a gdy grzejniki schłodzą się do 35,0°C, wentylator się wyłącza. Gdy moc wyjściowa jest mniejsza niż 2 W, praca wentylatora jest zabroniona, aby jego hałas nie był zauważalny. Aby zapobiec okresowemu włączaniu i wyłączaniu wentylatora, gdy moc wyjściowa oscyluje wokół wartości progowej, minimalny czas wyłączenia wentylatora jest ograniczony programowo do 10 sekund. Gdy temperatura grzejników wynosi 55,0°C i więcej, wentylator pracuje bez wyłączania, ponieważ temperatura ta jest zbliżona do temperatury awaryjnej. Jeśli wentylator włączy się podczas pracy wzmacniacza, to po wejściu w tryb „STANDBY”, jeśli temperatura grzejników przekroczy 35,0°C, wentylator nadal pracuje nawet przy zerowej mocy wyjściowej. Pozwala to na szybkie schłodzenie wzmacniacza.

Zabezpieczenie przed awarią zasilania również w całości zaimplementowane w oprogramowaniu. Mikrokontroler za pomocą przetwornika ADC monitoruje napięcia zasilania obu kanałów wzmacniacza. Napięcie to jest dostarczane do procesora z płyt głównych przez rezystory R55, R56 (rys. 8).

Włączenie głównych źródeł zasilania odbywa się stopniowo. Jest to konieczne, ponieważ obciążenie prostowników jest całkowicie rozładowane kondensatory filtrujące, a przy ostrym włączeniu nastąpi silny skok prądu. To przepięcie jest niebezpieczne dla diod prostowniczych i może spowodować przepalenie bezpieczników. Dlatego po włączeniu wzmacniacza przekaźnik K2 jest najpierw zamykany (ryc. 12), a transformatory są podłączone do sieci przez rezystory ograniczające R1 i R2. W tym czasie próg dla mierzonych napięć zasilania jest ustawiany przez oprogramowanie na ±38 V. Jeśli ten próg napięcia nie zostanie osiągnięty w ciągu ustaw czas, proces przełączania zostaje przerwany. Może się to zdarzyć, jeśli prąd pobierany przez obwód wzmacniacza zostanie znacznie zwiększony (wzmacniacz jest uszkodzony). W takim przypadku włącza się sygnalizacja awarii zasilania „UF”.

W przypadku osiągnięcia progu ±38 V załącza się przekaźnik K3 (rys. 12), co wyklucza rezystory z obwodów pierwotnych transformatorów głównych. Następnie próg zostaje obniżony do ±20 V, a mikrokontroler kontynuuje monitorowanie napięć zasilania. Jeżeli w czasie pracy wzmacniacza napięcie zasilania spadnie poniżej ±20 V, zadziała zabezpieczenie i wzmacniacz się wyłączy. Obniżenie progu przy normalnej pracy jest konieczne, aby podczas „obniżania” napięcia zasilania pod obciążeniem nie doszło do fałszywego zadziałania zabezpieczenia.

Schemat obwodu płyty procesorowe pokazano na ryc. 9. Podstawą procesora jest mikrokontroler U1 typu AT89C51 firmy Atmel, który pracuje na częstotliwość zegara 12 MHz. W celu zwiększenia niezawodności systemu zastosowano nadzorcę U2, który posiada wbudowany zegar watchdog oraz monitor mocy. Aby zresetować zegar watchdoga, używana jest osobna linia WD, na której programowo generowany jest okresowy sygnał. Program jest zaprojektowany w taki sposób, że ten sygnał będzie obecny tylko wtedy, gdy wykonywana jest procedura obsługi przerwań zegarowych i główna pętla programu. W Inaczej zegar watchdoga zrestartuje mikrokontroler.

szerokość=710>
Obraz nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby wyświetlić go w całości, kliknij .

Ryż. 9. Schemat ideowy płyty procesora.

Wyświetlacz jest podłączony do procesora za pomocą 8-bitowej magistrali (złącza XP4 - XP6). Do bramkowania rejestrów płytki wyświetlacza wykorzystywane są sygnały C0..C4, które są generowane przez dekoder adresu U4. Rejestr U3 jest zatrzaskiem dla młodszego bajtu adresu, używane są tylko bity A0, A1, A2. Starszy bajt adresu nie jest w ogóle używany, co pozwoliło na zwolnienie portu P2 do innych celów.

Po naciśnięciu przycisków sterujących sygnały dźwiękowe są generowane programowo. W tym celu wykorzystywana jest linia BPR, do której jest podłączona klucz tranzystorowy VT1, załadowany na dynamiczny grzejnik HA1.

Płyty główne lewego i prawego kanału są połączone z płytą procesora za pomocą odpowiednio złączy XP1 i XP2. Złącza te zasilają procesor z zabezpieczeniem nadprądowym IOF i sygnałami stanu zabezpieczenia wyjścia DCF dla wzmacniacza DCF. Sygnały te są wspólne dla lewego i prawego kanału, a ich łączenie jest możliwe dzięki wyjściom obwodu ochronnego otwartego kolektora. Sygnały gotowości zabezpieczenia OKL i OKR są separowane kanałowo, aby procesor mógł zidentyfikować kanał, na którym zadziałał obwód zabezpieczający. Sygnał ENB, który dochodzi z procesora do układu zabezpieczającego, umożliwia włączenie przekaźnika obciążenia. Sygnał ten jest wspólny dla dwóch kanałów, co automatycznie synchronizuje działanie dwóch przekaźników.

Linie TRR i TRL służą do odczytu termometrów zamontowanych odpowiednio na prawym i lewym grzejniku kanałowym. Temperatura mierzona za pomocą termometrów może być wyświetlana na wyświetlaczu, jeśli odpowiedni tryb wyświetlania jest włączony. Wyświetlana jest maksymalna wartość temperatury z dwóch dla lewego i prawego kanału. Mierzona wartość jest również wykorzystywana do programowej implementacji zabezpieczenia przed przegrzaniem.

Dodatkowo złącza XP1 i XP2 posiadają sygnały WUR, WIR, WUL i WIL, które są wykorzystywane przez obwód pomiaru mocy wyjściowej.

Płyta procesora jest zasilana ze źródła gotowości przez złącze XP3. Do zasilania wykorzystywane są 4 poziomy: ±15 V, +12 V i +5 V. Poziomy ±15 V są wyłączane po przełączeniu w tryb czuwania, a pozostałe poziomy są zawsze obecne. Pobór z poziomów +5 V i +12 V w trybie czuwania jest zminimalizowany dzięki wyłączeniu oprogramowania głównych odbiorników. Dodatkowo poprzez to złącze do zasilacza rezerwowego przesyłanych jest kilka sygnałów logicznych sterujących: PEN – steruje zasilaczem rezerwowym, REX – załącza przekaźnik gniazd zewnętrznych, RP1 i RP2 – załącza przekaźnik głównego źródła zasilania, WENTYLATOR - włącza wentylator. Obwody zabezpieczające znajdujące się na płytach głównych są zasilane przez płytkę procesora napięciem +12 V, a płytka wyświetlacza zasilana jest napięciem +5 V.

Do pomiaru mocy wyjściowej i sterowania napięciami zasilania wykorzystywany jest 12-bitowy przetwornik ADC AD7896 U6 firmy Analog Devices. Jeden kanał ADC to za mało, więc na wejściu zastosowano przełącznik U5 (najlepiej byłoby zastosować 8-kanałowy ADC, np. typu AD7888). Dane są odczytywane z ADC w postaci szeregowej. W tym celu wykorzystywane są linie SDATA (dane szeregowe) i SCLK (sygnał zegara). Proces konwersji rozpoczyna sygnał programowy START. Jako źródło odniesienia i jednocześnie regulator napięcia dla ADC zastosowano REF195 (U7). Ponieważ napięcie zasilania ±15 V jest wyłączane w trybie czuwania, wszystkie sygnały logiczne są podłączone do ADC poprzez rezystory R9 - R11, które ograniczają możliwe skoki prądu przy przełączaniu w tryb czuwania iz powrotem.

Spośród ośmiu wejść przełącznika sześć jest wykorzystywanych: dwa do pomiaru mocy, cztery do monitorowania napięć zasilania. Pożądany kanał wybiera się za pomocą linii adresowych AX0, AX1, AX2.

Rozważać obwód pomiaru mocy lewy kanał. Zastosowany schemat zapewnia zwielokrotnienie prądu i napięcia obciążenia, dzięki czemu impedancja obciążenia jest uwzględniana automatycznie, a odczyty zawsze odpowiadają rzeczywistej mocy czynnej w obciążeniu. Poprzez dzielniki rezystorowe R49 - R54 umieszczone na płycie głównej (rys. 5) napięcie z czujników prądowych (rezystory nadawcze tranzystorów wyjściowych) podawane jest do wzmacniacza różnicowego U8A (rys. 9), który emituje sygnał prądowy. Z wyjścia U8A przez rezystor trymera R17 sygnał podawany jest na wejście Y mnożnika analogowego U9 typu K525PS2. Sygnał napięciowy jest po prostu pobierany z dzielnika i podawany na wejście X mnożnika analogowego. Na wyjściu powielacza zainstalowany jest filtr dolnoprzepustowy R18C13, który z czasem całkowania około 10 ms wyodrębnia sygnał proporcjonalny do quasi-szczytowej mocy wyjściowej. Sygnał ten podawany jest na jedno z wejść przełącznika, a następnie na ADC. Dioda VD1 zabezpiecza wejście przełącznika przed ujemnym napięciem.

W celu skompensowania początkowego przesunięcia zera mnożników, gdy wzmacniacz jest włączony (gdy przekaźnik obciążenia nie jest jeszcze załączony, a moc wyjściowa wynosi zero), następuje proces autokalibracji zera. Zmierzone napięcie polaryzacji podczas dalszej pracy jest odejmowane od odczytów ADC.

Moc w lewym i prawym kanale jest mierzona osobno i wyświetlana jest maksymalna wartość dla kanałów. Ponieważ wyświetlacz musi pokazywać zarówno quasi-szczytową, jak i średnią moc wyjściową, a wyświetlane wartości muszą być łatwe do odczytania, wartości mierzone przez ADC podlegają przetwarzanie oprogramowania. Charakterystyki czasowe miernika mocy charakteryzują się czasem integracji i czasem flyback. W przypadku quasi-szczytowego miernika mocy czas całkowania jest ustalany przez sprzętowy obwód filtrujący i wynosi około 10 ms. Miernik mocy średniej różni się jedynie zwiększonym czasem integracji, który jest zaimplementowany w oprogramowaniu. Przy obliczaniu średniej mocy używana jest średnia ruchoma 256 punktów. Czas zwrotu w obu przypadkach jest ustalany programowo. Dla wygody czytania odczytów czas ten powinien być stosunkowo duży. W tym przypadku ruch wsteczny wskaźnika jest realizowany przez odejmowanie 1/16 bieżącego kodu mocy raz na 20 ms. Dodatkowo podczas wskazania wartości szczytowe utrzymywane są przez 1,4 sekundy. Ponieważ zbyt częste aktualizowanie odczytów wskaźników jest źle odbierane, aktualizacja następuje co 320 ms. Aby nie przegapić następnego szczytu i wyświetlić go synchronicznie z sygnałem wejściowym, po wykryciu szczytu następuje niezwykła aktualizacja odczytów.

Jak wspomniano powyżej, PA używa wspólnego z przedwzmacniaczem pilot, który pracuje w standardzie RC-5. Odbiornik pilota typu SFH-506 znajduje się na płytce wyświetlacza. Z wyjścia fotodetektora sygnał podawany jest na wejście SER (INT1) mikrokontrolera. Dekodowanie kodu RC-5 odbywa się programowo. Użyty numer systemu to 0AH, przycisk STANDBY to 0CH, przycisk DISPLAY to 21H, przycisk MODE to 20H. W razie potrzeby kody te można łatwo zmienić, ponieważ używana jest tabela konwersji, którą można znaleźć na końcu tekstu źródłowego programu mikrokontrolera.

Na wyświetlacz(Rys. 10) Zainstalowane są dwa dwucyfrowe siedmiosegmentowe wskaźniki HG1 i HG2 typu LTD6610E. Kontrolują je równoległe rejestry U1 - U4. Wskazania dynamiczne nie są używane, ponieważ może to powodować wzrost poziomu hałasu.

szerokość=710>
Obraz nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby wyświetlić go w całości, kliknij .

Ryż. 10. Schemat ideowy tablicy sygnalizacyjnej.

Rejestr U5 służy do sterowania diodami LED. Rezystor ograniczający jest połączony szeregowo z każdym segmentem iz każdą diodą LED. Wejścia OC wszystkich rejestrów są połączone i połączone z sygnałem PEN mikrokontrolera. Podczas resetowania i inicjalizacji rejestrów sygnał ten znajduje się w stanie logicznym wysokim. Zapobiega to przypadkowemu zapłonowi wskazania podczas stanów nieustalonych.

Na płytce wyświetlacza znajdują się również przyciski sterujące SB1 - SB6. Podłączone są do linii magistrali danych i linii powrotnej RET. Diody VD1 - VD6 zapobiegają zwarcie linie danych, gdy dwa lub więcej przycisków zostanie naciśniętych w tym samym czasie. Podczas skanowania klawiatury mikrokontroler używa portu P0 jako prostego portu wyjściowego, tworząc na swoich liniach ciągłe zero. Linia RET jest odpytywana w tym samym czasie. W ten sposób określany jest kod wciśniętego przycisku.

Obok wskaźników, pod wspólną szybą ochronną, zainstalowany jest zintegrowany fotodetektor zdalnego sterowania U6. Sygnał z wyjścia fotodetektora poprzez złącze XP6 podawany jest na wejście mikrokontrolera SER (INT1).

źródło cła(rys. 11) zapewnia 4 poziomy na wyjściu: +5 V, +12 V i ±15 V. Poziomy ±15 V są wyłączone w trybie czuwania. W źródle zastosowano mały transformator toroidalny nawinięty na rdzeń 50x20x25 mm. Transformator rezerwowy ma duży zapas mocy, a liczba zwojów na wolt jest wybierana bardziej niż obliczona. Dzięki tym zabiegom transformator praktycznie się nie nagrzewa, co zwiększa jego niezawodność (w końcu musi pracować nieprzerwanie przez cały okres eksploatacji wzmacniacza). Dane uzwojenia i średnica drutu są podane na schemacie. Stabilizatory napięcia nie mają żadnych cech. Obwody stabilizujące U1 i U2 są zamontowane na małym wspólnym radiatorze. Aby wyłączyć poziomy ±15 V, stosuje się przełączniki na tranzystorach VT1 - VT4, które są sterowane sygnałem PEN pochodzącym z płyty procesora.

Ryż. 11. Schemat ideowy płytki zasilacza rezerwowego.

Oprócz stabilizatorów napięcia na płycie zasilacza rezerwowego zainstalowane są przełączniki na tranzystorach VT5 - VT12 do sterowania przekaźnikiem i wentylatorem. Ponieważ mikrokontrolery z rodziny MCS-51 posiadają porty w stanie wysokiego poziomu logicznego podczas działania sygnału „Reset”, wszystkie elementy wykonawcze muszą się włączać na niskim poziomie. W przeciwnym razie wystąpią fałszywe alarmy w momencie włączenia zasilania lub po uruchomieniu timera watchdoga. Z tego powodu pojedyncze tranzystory npn z układami sterowników OE lub ULN2003 itp. nie mogą być używane jako klucze.

Przekaźniki, bezpieczniki i rezystory ograniczające znajdują się na tablica przekaźnikowa(ryc. 12). Połączenie wszystkich przewodów sieciowych odbywa się za pomocą listew zaciskowych śrubowych. Każdy transformator główny, transformator roboczy i zewnętrzny blok gniazd mają oddzielne bezpieczniki. Ze względów bezpieczeństwa gniazda zewnętrzne są wyłączane przez dwie grupy styków przekaźnika K1, które przerywają oba przewody. Transformatory główne mają odczep ze środka uzwojenia pierwotnego. Ten kran może być używany do zasilania 110 V do zasilania innych elementów kompleksu. Urządzenia spełniające amerykański standard są nieco tańsze od wielosystemowych, dlatego czasami można je spotkać na naszym terenie. Na płytce przekaźników znajdują się punkty, z których można usunąć 110 V, ale to napięcie nie jest stosowane w wersji podstawowej.

Ryż. 12. Schemat ideowy płytki przekaźników.

Zablokuj schemat połączeń włączony obudowa wzmacniacza pokazano na ryc. 13. Prostowniki mostkowe montowane na diodach VD5 - VD12 typu KD2997A są podłączone do uzwojeń wtórnych transformatorów głównych T1 i T2. Do wyjść prostowników podłączone są kondensatory filtrujące o łącznej pojemności ponad 100 000 uF. Ta wysoka pojemność jest potrzebna, aby osiągnąć niski poziom tętnień i poprawić zdolność wzmacniacza do odtwarzania sygnałów impulsowych. Z kondensatorów filtrujących do płyt głównych wzmacniacza dostarczane jest napięcie zasilania ±45 V. Dodatkowo na diodach VD1 - VD4 montowane są prostowniki małej mocy, których napięcie wyjściowe jest filtrowane ze stosunkowo niewielką stałą czasową przez kondensatory C1 i C2. Poprzez rezystory R1 i R2 napięcie wyjściowe tych prostowników pomocniczych jest podawane do obwodów ochronnych, które są montowane na płytach głównych wzmacniaczy. W przypadku zaniku kilku półokresów napięcia sieciowego napięcie wyjściowe prostowników pomocniczych spada, co jest wykrywane przez obwody zabezpieczające, a przekaźniki obciążenia zostają odłączone. W tym czasie napięcie wyjściowe głównych prostowników jest nadal dość wysokie ze względu na duże kondensatory, więc proces przejściowy we wzmacniaczu nie rozpoczyna się po podłączeniu obciążenia.

szerokość=710>
Obraz nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby wyświetlić go w całości, kliknij .

Ryż. 13. Schemat połączeń bloków wzmacniacza.

Do projektowania wzmacniacza mocy i układ nie mniej ważne niż obwody. Głównym problemem jest to, że tranzystory wyjściowe wymagają wydajnego odprowadzania ciepła. Dzięki naturalnej metodzie chłodzenia powstają masywne grzejniki, które stają się niemal głównymi elementami konstrukcyjnymi. Wspólny układ, w którym tylna ściana służy jednocześnie jako grzejnik, nie jest odpowiedni, ponieważ z tyłu nie ma miejsca na instalację niezbędnych zacisków i złączy. Dlatego w opisywanej UM wybrano układ z bocznym usytuowaniem grzejników (rys. 14):

Ryż. 14. Ogólny układ wzmacniacza.

Grzejniki są lekko podniesione (widoczne na rys. 4), co zapewnia ich lepsze chłodzenie. Płyty głównego wzmacniacza są zamocowane równolegle do radiatorów. Minimalizuje to długość przewodów między płytą a tranzystorami wyjściowymi. Kolejnymi elementami wymiarowymi wzmacniacza są transformatory sieciowe. W tym przypadku stosuje się dwa transformatory toroidalne, które są instalowane jeden na drugim we wspólnym cylindrycznym ekranie. Ekran ten zajmuje znaczną część wewnętrznej objętości obudowy wzmacniacza. Główne prostowniki są zamontowane na wspólnym radiatorze, który znajduje się pionowo za ekranem transformatorów. Kondensatory filtrujące znajdują się w dolnej części obudowy wzmacniacza i są przykryte tacą. Znajduje się tam również tablica przekaźników. Zasilacz rezerwowy montowany jest na specjalnym wsporniku przy tylnej ściance. Płytki procesora i wyświetlacza znajdują się w grubości przedniego panelu, który ma przekrój w kształcie pudełka.

Podczas opracowywania projektu wzmacniacza dużą uwagę zwrócono na wykonalność konstrukcji i łatwość dostępu do dowolnego węzła. Więcej szczegółów na temat układu wzmacniacza można znaleźć na rys. 15 i 18:

Ryż. 15. Rozmieszczenie zmontowanych węzłów wzmacniaczy.

Podstawą obudowy wzmacniacza jest podwozie ze stopu aluminium D16T o grubości 4 mm (4 na Rys. 18). Przymocowany do podwozia grzejniki(1 na Rys. 18), które są wyfrezowane z aluminiowej płyty lub odlewu. Wymagana powierzchnia grzejników silnie zależy od warunków pracy wzmacniacza, ale nie powinna być mniejsza niż 2000 cm2. Aby ułatwić dostęp do płyt wzmacniacza, radiatory są przymocowane do obudowy za pomocą zawiasów (10 na Rys. 18), które umożliwiają wychylenie radiatorów. Aby nie kolidować z przewodami złącz wejściowych i wyjściowych, tylny panel podzielony na trzy części (ryc. 4). Środkowa część jest przymocowana wspornikiem do podwozia, a dwie boczne części są przymocowane do grzejników. Po bokach panelu montuje się złącza, które rozkładają się wraz z radiatorami. Tak więc zespół radiatora jest monofonicznym PA, który jest połączony tylko przewodami zasilającymi i płaskim kablem sterującym. Na ryc. 18 dla jasności grzejniki są tylko częściowo odgięte, a tylna ścianka nie jest demontowana.

Główne płyty wzmacniacza są również przymocowane do radiatorów za pomocą zawiasów (12 na Rys. 18), co umożliwia ich odgięcie w celu uzyskania dostępu do strony lutowania. Oś obrotu płytki przebiega wzdłuż linii otworów do podłączenia przewodów tranzystorów wyjściowych. Umożliwiło to praktycznie nie zwiększanie długości tych drutów przy jednoczesnej możliwości przechylania płytki. Górne punkty mocowania desek to zwykłe stojaki gwintowane o wysokości 15mm. Wykonano układ jednostronnych płyt głównych kanałów lewego i prawego lustro(rys. 16), co umożliwiło optymalizację połączeń. Naturalnie odbicie lustrzane topologii nie jest kompletne, ponieważ używane są elementy, których nie można po prostu odzwierciedlić (mikroukłady i przekaźniki). Rysunek przedstawia z grubsza topologię płytek, topologia wszystkich płytek jest dostępna w archiwum (patrz dział Download) jako pliki w formacie PCAD 4.5.

szerokość=710>
Obraz nie mieści się na stronie i dlatego jest skompresowany!
Aby wyświetlić go w całości, kliknij .

Ryż. 16. Okablowanie płyt głównych wzmacniacza.

Każdy grzejnik 1 (ryc. 17) ma gładką powierzchnię 2, która jest przetwarzana po czernieniu. Dziewięć tranzystorów 4 jest na nim zainstalowanych przez ceramiczne uszczelki 2.

Ryż. 17. Projekt grzejników:

Badania wykazały, że mika, a tym bardziej nowoczesne uszczelki elastyczne, nie mają wystarczającej przewodności cieplnej. Najlepszym materiałem na uszczelki izolacyjne jest ceramika na bazie BeO. Jednak w przypadku tranzystorów w plastikowych obudowach takich uszczelek prawie nigdy nie znaleziono. Całkiem dobre wyniki uzyskano wytwarzając uszczelki z hybrydowych podłoży mikroukładów. To różowa ceramika (niestety materiał nie jest dokładnie znany, najprawdopodobniej coś na bazie Al 2 O 3). Aby porównać przewodność cieplną różnych uszczelek, zmontowano stanowisko testowe, w którym na grzejniku w obudowie TO-220 zamocowano dwa identyczne tranzystory: jeden bezpośrednio, drugi przez uszczelkę testową. Prąd bazy dla obu tranzystorów był taki sam. Tranzystor na podkładce rozproszył około 20W mocy, podczas gdy drugi tranzystor nie rozproszył mocy (do kolektora nie było napięcia). Zmierzono różnicę między spadkami B-E dla dwóch tranzystorów iz tej różnicy obliczono różnicę temperatur złącza. Do wszystkich uszczelek zastosowano pastę termiczną, bez niej wyniki były gorsze i niestabilne. Wyniki porównania przedstawia tabela:

Tranzystory wyjściowe są dociskane podkładkami 5, pozostałe tranzystory są mocowane śrubami. Nie jest to zbyt wygodne, ponieważ wymagane jest wiercenie uszczelek ceramicznych, co można wykonać tylko za pomocą wierteł diamentowych, a nawet wtedy z dużym trudem.

Obok tranzystorów zainstalowany jest termometr 9. Jak pokazało doświadczenie, przy mocowaniu termometrów DS1820 na ich obudowę nie można wywierać dużego nacisku, w przeciwnym razie odczyty są zniekształcone i bardzo znacząco (lepiej skleić termometry klejem, który ma wysoka przewodność cieplna).

Płytka nr 6 jest zamocowana pod tranzystorami na radiatorze.Od tyłu tej płytki nie ma przewodników, dzięki czemu można ją zamontować bezpośrednio na powierzchni radiatora. Wyjścia wszystkich tranzystorów są przylutowane do padów w górnej części płytki. Połączenia płyty z płytą główną są wykonane za pomocą krótkich drutów, które są wlutowane w puste nity 7. Aby zapobiec zwarciu nitów do grzejnika, wykonano w nim wgłębienie 8.

Podstawowe transformatory toroidalne(7 na rys. 18) są instalowane jeden na drugim za pomocą elastycznych podkładek. Aby zredukować zakłócenia z transformatorów do innych urządzeń (na przykład kasety), zaleca się umieszczenie transformatorów w ekranie wykonanym z wyżarzonej stali o grubości co najmniej 1,5 mm. Ekran to stalowy walec i dwie osłony, ściągnięte razem za pomocą szpilki. Aby uniknąć pojawienia się zwartej cewki, górna pokrywa ma tuleję dielektryczną. Jeśli jednak ma pracować na PA z dużą średnią mocą, to należy przewidzieć otwory wentylacyjne w ekranie lub całkowicie z niego zrezygnować. Wydawałoby się, że w celu wzajemnej kompensacji pól upływu transformatorów wystarczy po prostu włączyć ich uzwojenia pierwotne w przeciwfazie. Ale w praktyce ten środek jest bardzo nieskuteczny. Pole błądzące transformatora toroidalnego, z pozorną symetrią osiową, ma bardzo złożony rozkład przestrzenny. Dlatego odwrócenie polaryzacji jednego z uzwojeń pierwotnych prowadzi do osłabienia pola błądzącego w jednym punkcie przestrzeni, ale do wzrostu w innym. Ponadto konfiguracja pola błądzącego zależy w znacznym stopniu od obciążenia transformatora.

Ryż. 18. Główne elementy wzmacniacza:

Na transformator mocy UM stawiane są bardzo rygorystyczne wymagania. Wynika to z faktu, że ładowany jest na prostownik z bardzo dużymi kondensatorami filtrującymi. Prowadzi to do tego, że prąd pobierany z uzwojenia wtórnego transformatora ma charakter pulsacyjny, a wartość prądu w impulsie jest wielokrotnie wyższa niż średni pobierany prąd. Aby utrzymać niskie straty transformatora, uzwojenia muszą mieć bardzo niską rezystancję. Innymi słowy, transformator musi być zaprojektowany na znacznie większą moc niż jest z niego przeciętnie zużywana. W opisywanym wzmacniaczu zastosowano dwa transformatory toroidalne, z których każdy nawinięty jest na rdzeń 110x60x40 mm z taśmy stalowej E-380. Uzwojenia pierwotne zawierają 2x440

UMZCH VV z systemem sterowania mikrokontrolerem
Wyświetlenia dzisiaj: 32132, łącznie: 32132

UMZCH VVS-2011 Wersja Ultimate

Specyfikacje wzmacniacza:

Duża moc: 150W/8ohm
Wysoka liniowość: 0,0002 - 0,0003% (przy 20 kHz 100 W / 4 omy)

Pełny zestaw węzłów serwisowych:

Utrzymuj zerowe napięcie DC
Kompensator rezystancji przewodu AC
aktualna ochrona
Zabezpieczenie napięcia wyjściowego DC
Płynny start

Schemat połączeń

Układ płytek drukowanych został wykonany przez uczestnika wielu popularnych projektów LepekhinV (Vladimir Lepekhin). Udało się bardzo dobrze).

Płytka wzmacniacza VVS-2011

Urządzenie zabezpieczające rozrusznik

VVS-2011 Płytka ochronna wzmacniacza AC

Płytka wzmacniacza ULF VVS-2011 została zaprojektowana do wdmuchiwania tuneli (równolegle do chłodnicy). Instalacja tranzystorów UN (wzmacniacz napięcia) i VK (stopień wyjściowy) jest nieco trudna, ponieważ. montaż/demontaż należy wykonać śrubokrętem przez otwory w płytce drukowanej o średnicy około 6 mm. Gdy dostęp jest otwarty, projekcja tranzystorów nie wchodzi pod PP, jest to znacznie wygodniejsze. Musiałem trochę podrasować tablicę.

płyta wzmacniacza

Schemat połączeń wzmacniacza VVS-2011

W nowym oprogramowaniu nie wzięto pod uwagę jednego punktu - jest to wygoda ustawienia ochrony na płytce wzmacniacza

C25 \u003d 0,1 nF, R42 * \u003d 820 Ohm i R41 \u003d 1 kOhm. Wszystkie elementy smd znajdują się po stronie lutowniczej, co nie jest zbyt wygodne podczas ustawiania, ponieważ. konieczne będzie kilkakrotne odkręcenie i przymocowanie śrub płytki drukowanej na stojakach i tranzystorów do grzejników.

Wyrok:R42*820 Ohm składa się z dwóch rezystorów smd umieszczonych równolegle, stąd propozycja: jeden rezystor smd lutujemy od razu, drugi rezystor wyjściowy lutujemy z baldachimem do VT10, jeden prowadzimy do bazy, drugi do emitera, wybierz odpowiedni. Podnieśliśmy to, dla jasności zmieniamy wyjście na smd.

Wiktor Żukowski, Krasnoarmejsk, obwód doniecki

UMZCH BB-2010 to nowość ze znanej linii wzmacniaczy UMZCH BB (high fidelity) [1; 2; pięć]. Na szereg zastosowanych rozwiązań technicznych wpłynęły prace Ageeva SI. .

Wzmacniacz zapewnia Kr rzędu 0,001% przy częstotliwości 20 kHz przy Рout = 150 W przy obciążeniu 8 omów, mała szerokość pasma sygnału na poziomie -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz, wyjście szybkość narastania napięcia -100 V/μs, stosunek sygnału do szumu i sygnał/tło -120 dB.

Ze względu na zastosowanie wzmacniacza operacyjnego pracującego w trybie lekkim, a także użycie tylko stopni z OK i OB we wzmacniaczu napięciowym, pokrytych głębokim lokalnym OOS, UMZCH BB jest wysoce liniowy nawet przed objęciem ogólnego OOS. W pierwszym wzmacniaczu wysokiej wierności w 1985 roku zastosowano rozwiązania, które do tej pory były stosowane tylko w technice pomiarowej: tryby DC są obsługiwane przez oddzielny węzeł serwisowy, aby zmniejszyć poziom zniekształceń interfejsu, rezystancję przejściową przełączania AC grupa styków przekaźnika jest pokryta wspólnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym, a specjalny węzeł skutecznie kompensuje wpływ rezystancji przewodów AC na te zniekształcenia. Tradycja została zachowana w UMZCH BB-2010, jednak ogólna ochrona środowiska obejmuje również rezystancję wyjściowego filtra dolnoprzepustowego.

W zdecydowanej większości projektów innych UMZCH, zarówno profesjonalnych, jak i amatorskich, wielu z tych rozwiązań wciąż brakuje. Jednocześnie wysokie parametry techniczne i audiofilskie zalety UMZCH BB osiągnięto dzięki prostym rozwiązaniom obwodów i minimalnej liczbie aktywnych elementów. W rzeczywistości jest to stosunkowo prosty wzmacniacz: jeden kanał można zmontować powoli w kilka dni, a ustawienie polega jedynie na ustawieniu wymaganego prądu spoczynkowego tranzystorów wyjściowych. Specjalnie dla początkujących radioamatorów opracowano metodę kaskadowego testowania wydajności i regulacji w każdym węźle, za pomocą której można zagwarantować zlokalizowanie miejsc możliwych błędów i zapobiec ich możliwym konsekwencjom jeszcze przed całkowitym złożeniem UMZCH . Na wszystkie możliwe pytania dotyczące tego lub podobnych wzmacniaczy znajdują się szczegółowe wyjaśnienia, zarówno na papierze, jak iw Internecie.

Na wejściu wzmacniacza znajduje się filtr górnoprzepustowy R1C1 o częstotliwości odcięcia 1,6 Hz, rys. 1. Jednak sprawność układu stabilizacji trybu pozwala na pracę wzmacniacza z sygnałem wejściowym zawierającym do 400 mV napięcia stałego. Dlatego wykluczony jest C1, który realizuje odwieczne audiofilskie marzenie o ścieżce bez kondensatorów © i znacząco poprawia brzmienie wzmacniacza.

Pojemność kondensatora C2 wejściowego filtra dolnoprzepustowego R2C2 jest tak dobrana, aby częstotliwość odcięcia wejściowego filtra dolnoprzepustowego, uwzględniająca rezystancję wyjściową przedwzmacniacza 500 Ohm -1 kOhm, mieściła się w zakresie od 120 do 200 kHz. Obwód korekcji częstotliwości R3R5C3 jest umieszczony na wejściu wzmacniacza operacyjnego DA1, co ogranicza pasmo przetwarzanych harmonicznych i zakłóceń przechodzących przez obwód CUS od strony wyjściowej UMZCH do pasma 215 kHz na poziomie -3 dB i zwiększa stabilność wzmacniacza. Układ ten umożliwia redukcję sygnału różnicowego powyżej częstotliwości odcięcia obwodu, a tym samym eliminuje niepotrzebne przeciążanie wzmacniacza napięciowego zakłóceniami wysokoczęstotliwościowymi, szumami i harmonicznymi, eliminując możliwość wystąpienia dynamicznych zniekształceń intermodulacyjnych (TIM; DIM).

Następnie sygnał podawany jest na wejście niskoszumnego wzmacniacza operacyjnego z tranzystorami polowymi na wejściu DA1. Wiele „roszczeń” pod adresem UMZCH BB wysuwają przeciwnicy odnośnie zastosowania na wejściu wzmacniacza operacyjnego, który rzekomo obniża jakość dźwięku i „kradnie wirtualną głębię” dźwięku. W związku z tym należy zwrócić uwagę na pewne dość oczywiste cechy działania systemu operacyjnego w UMZCH VV.

Wzmacniacze operacyjne przedwzmacniaczy, wzmacniacze operacyjne post-DAC są zmuszone do wytworzenia kilku woltów napięcia wyjściowego. Ponieważ wzmocnienie wzmacniaczy operacyjnych jest niskie, od 500 do 2000 razy przy 20 kHz, oznacza to, że działają one ze stosunkowo dużą różnicą napięcia sygnału - od kilkuset mikrowoltów przy niskich częstotliwościach do kilku miliwoltów przy 20 kHz i wysokim prawdopodobieństwo wprowadzenia zniekształceń intermodulacyjnych przez stopień wejściowy wzmacniacza operacyjnego. Napięcie wyjściowe tych wzmacniaczy operacyjnych jest równe napięciu wyjściowemu ostatniego stopnia wzmocnienia napięcia, zwykle wykonanego zgodnie ze schematem OE. Napięcie wyjściowe rzędu kilku woltów wskazuje na działanie tej kaskady przy dość dużych napięciach wejściowych i wyjściowych, co w efekcie wprowadza zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Wzmacniacz operacyjny jest obciążony rezystancją obwodu OOS i obciążeniem połączonym równolegle, czasami rzędu kilku kiloomów, co wymaga nawet kilku miliamperów z wtórnika wyjściowego wzmacniacza prądu wyjściowego. Dlatego zmiany prądu wtórnika wyjściowego układu scalonego, którego stopnie wyjściowe pobierają prąd nie większy niż 2 mA, są dość znaczące, co również wskazuje, że wprowadzają zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Widzimy, że stopień wejściowy, stopień wzmocnienia napięciowego i stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego mogą wprowadzać zniekształcenia.

Ale obwody wzmacniacza o wysokiej wierności, ze względu na wysokie wzmocnienie i rezystancję wejściową części tranzystorowej wzmacniacza napięciowego, zapewniają bardzo łagodne warunki pracy dla wzmacniacza operacyjnego DA1. Sędzia dla siebie. Nawet w UMZCH, który opracował znamionowe napięcie wyjściowe 50 V, wejściowy stopień różnicowy wzmacniacza operacyjnego pracuje z różnicowymi sygnałami napięciowymi od 12 μV przy częstotliwościach od 500 Hz do 500 μV przy częstotliwości 20 kHz. Stosunek dużej przeciążalności wejściowej stopnia różnicowego, wykonanego na tranzystorach polowych, do niskiego napięcia sygnału różnicowego zapewnia wysoką liniowość wzmocnienia sygnału. Napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego nie przekracza 300 mV. co wskazuje na niskie napięcie wejściowe stopnia wzmocnienia napięciowego ze wspólnym emiterem ze wzmacniacza operacyjnego - do 60 μV - oraz liniowy tryb jego pracy. Stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego daje do obciążenia około 100 kOhm od strony podstawy VT2 prąd przemienny nie większy niż 3 μA. W konsekwencji stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego również działa w trybie niezwykle lekkim, prawie na biegu jałowym. W rzeczywistym sygnale muzycznym napięcia i prądy są przez większość czasu o rząd wielkości mniejsze niż podane wartości.

Z porównania napięć sygnałów różnicowych i wyjściowych, a także prądu obciążenia widać, że wzmacniacz operacyjny w UMZCH BB na ogół działa setki razy łatwiej, a więc w trybie liniowym niż tryb op-amp przedwzmacniaczy i post-DAC odtwarzaczy CD, które służą jako źródło sygnału dla UMZCH z dowolną głębokością ochrony środowiska, a także w ogóle bez niej. W konsekwencji ten sam wzmacniacz operacyjny wprowadzi znacznie mniej zniekształceń w ramach UMZCH BB niż w pojedynczym włączeniu.

Sporadycznie pojawia się opinia, że ​​zniekształcenia wprowadzane przez kaskadę są niejednoznacznie zależne od napięcia sygnału wejściowego. To jest błąd. Zależność przejawu nieliniowości kaskady od napięcia sygnału wejściowego może być zgodna z tym lub innym prawem, ale zawsze jest jednoznaczna: wzrost tego napięcia nigdy nie prowadzi do zmniejszenia wprowadzanych zniekształceń, a jedynie do zwiększać.

Wiadomo, że poziom produktów zniekształceń przypisywanych danej częstotliwości zmniejsza się proporcjonalnie do głębokości ujemnego sprzężenia zwrotnego dla tej częstotliwości. Wzmocnienie prędkości biegu jałowego, aż do pokrycia wzmacniacza sprzężenia zwrotnego, przy niskich częstotliwościach nie może być zmierzone ze względu na mały sygnał wejściowy. Zgodnie z obliczeniami, wzmocnienie w trybie jałowym opracowane do pokrycia NOS umożliwia osiągnięcie głębokości OOS 104 dB przy częstotliwościach do 500 Hz. Pomiary dla częstotliwości zaczynających się od 10 kHz pokazują, że głębokość sprzężenia zwrotnego przy częstotliwości 10 kHz osiąga 80 dB, przy częstotliwości 20 kHz – 72 dB, przy częstotliwości 50 kHz – 62 dB i 40 dB – przy częstotliwości 200 kHz. Rysunek 2 pokazuje charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową UMZCH BB-2010 i, dla porównania, UMZCH o złożoności podobnej do Leonida Zujewa.

Wysokie wzmocnienie przed pokryciem OOS jest główną cechą projektowania obwodów wzmacniaczy VV. Ponieważ celem wszystkich sztuczek z obwodami jest osiągnięcie wysokiej liniowości i wysokiego wzmocnienia w celu utrzymania głębokiego sprzężenia zwrotnego w najszerszym możliwym paśmie częstotliwości, oznacza to, że takie struktury wyczerpują metody obwodów poprawiających parametry wzmacniacza. Dalszą redukcję zniekształceń można zapewnić jedynie poprzez konstruktywne środki mające na celu zmniejszenie odbierania harmonicznych stopnia wyjściowego na obwodach wejściowych, zwłaszcza na odwracającym obwodzie wejściowym, z którego wzmocnienie jest maksymalne.

Inną cechą obwodu UMZCH BB jest kontrola prądu stopnia wyjściowego wzmacniacza napięciowego. Wejściowy wzmacniacz operacyjny steruje stopniem konwersji napięcia na prąd, wykonywanym za pomocą OK i OB, a odbierany prąd jest odejmowany od prądu spoczynkowego stopnia, realizowanego zgodnie z obwodem OB.

Zastosowanie rezystora linearyzującego R17 o rezystancji 1 kOhm w stopniu różnicowym VT1, VT2 na tranzystorach o różnych strukturach z mocą szeregową zwiększa liniowość konwersji napięcia wyjściowego wzmacniacza operacyjnego DA1 na prąd kolektora VT2 o tworzenie lokalnego OOS o głębokości 40 dB. Widać to po porównaniu sumy rezystancji własnych emiterów VT1, VT2 - około 5 omów każdy - z rezystancją R17 lub sumy napięć termicznych VT1, VT2 - około 50 mV - przy spadku napięcia w poprzek rezystancji R17, która wynosi 5,2 - 5,6 V .

Wzmacniacze zbudowane zgodnie z rozważanymi obwodami mają ostry, 40 dB na dekadę częstotliwości, zanik wzmocnienia powyżej częstotliwości 13 ... 16 kHz. Sygnał błędu, który jest produktem zniekształceń, przy częstotliwościach powyżej 20 kHz jest o dwa do trzech rzędów wielkości mniejszy niż użyteczny sygnał audio. Umożliwia to przekształcenie liniowości stopnia różnicowego VT1, VT2, który jest nadmierny przy tych częstotliwościach, we wzrost wzmocnienia części tranzystorowej UN. Ze względu na niewielkie zmiany prądu stopnia różnicowego VT1, VT2, gdy wzmacniane są słabe sygnały, jego liniowość nie pogarsza się znacząco wraz ze spadkiem głębokości lokalnego OOS, ale działanie wzmacniacza operacyjnego DA1 na tryb pracy którego liniowość całego wzmacniacza zależy od trybu pracy którego przy tych częstotliwościach margines wzmocnienia ułatwi, ponieważ wszystkie napięcia sygnał wyjściowy zmniejsza się proporcjonalnie do wzmocnienia wzmocnienia przy danej częstotliwości.

Obwody korekcji wyprzedzenia fazy R18C13 i R19C16 zostały zoptymalizowane w symulatorze w celu zmniejszenia różnicy napięć wzmacniacza operacyjnego do częstotliwości kilku megaherców. Udało się zwiększyć wzmocnienie UMZCH BB-2010 w porównaniu z UMZCH BB-2008 przy częstotliwościach rzędu kilkuset kiloherców. Wzmocnienie wynosiło 4 dB przy 200 kHz, 6 dB przy 300 kHz, 8,6 dB przy 500 kHz, 10,5 dB przy 800 kHz, 11 dB przy 1 MHz i 10 do 12 dB przy częstotliwościach powyżej 2 MHz. Widać to na podstawie wyników symulacji, rys. 3, gdzie dolna krzywa odnosi się do charakterystyki częstotliwościowej układu korekcji wyprowadzenia UMZCH BB-2008, a górna do UMZCH BB-2010.

VD7 chroni złącze emitera VT1 przed napięciem wstecznym wynikającym z przepływu prądów ładowania C13, C16 w trybie ograniczania napięcia sygnału wyjściowego UMZCH i wynikających z nich napięć granicznych z dużą szybkością zmian na wyjściu wzmacniacza operacyjnego DA1.

Stopień wyjściowy wzmacniacza napięcia jest wykonany na tranzystorze VT3, połączonym zgodnie ze wspólnym obwodem bazowym, co wyklucza przenikanie sygnału z obwodów wyjściowych stopnia do obwodów wejściowych i zwiększa jego stabilność. Kaskada z OB, obciążona generatorem prądu na tranzystorze VT5 i impedancją wejściową stopnia wyjściowego, rozwija wysokie stabilne wzmocnienie - do 13 000 ... 15 000 razy. Dobór rezystancji rezystora R24 do połowy rezystancji rezystora R26 gwarantuje równość prądów spoczynkowych VT1, VT2 i VT3, VT5. R24, R26 zapewniają lokalne OOS, które zmniejszają efekt efektu Earleya - zmianę p21e w zależności od napięcia kolektora i zwiększają początkową liniowość wzmacniacza odpowiednio o 40 dB i 46 dB. Zasilanie UN oddzielnym napięciem, modulo 15 V wyższym niż napięcie stopni wyjściowych, umożliwia wyeliminowanie efektu quasi-nasycenia tranzystorów VT3, VT5, co objawia się spadkiem n21e, gdy kolektor -napięcie bazowe spada poniżej 7 V.

Trzystopniowy wtórnik wyjściowy jest montowany na tranzystorach bipolarnych i nie wymaga żadnych specjalnych uwag. Nie próbuj walczyć z entropią ©, oszczędzając na prądzie spoczynkowym tranzystorów wyjściowych. Nie powinien być mniejszy niż 250 mA; w wersji autorskiej - 320 mA.

Przed uruchomieniem przekaźnika załączającego AC K1 wzmacniacz objęty jest OOS1, realizowanym poprzez włączenie dzielnika R6R4. Dokładność utrzymania rezystancji R6 i spójność tych rezystancji w różnych kanałach nie jest istotna, ale dla utrzymania stabilności wzmacniacza ważne jest, aby rezystancja R6 była niewiele mniejsza niż suma rezystancji R8 i R70. Pobudzenie przekaźnika K1 powoduje wyłączenie OOS1 i uruchomienie obwodu OOS2, utworzonego przez R8R70C44 i R4, obejmującego grupę styków K1.1, gdzie R70C44 wyłącza wyjściowy filtr dolnoprzepustowy R71L1 R72C47 z obwodu OOC przy częstotliwości powyżej 33 kHz. Zależny od częstotliwości OOS R7C10 generuje spadek odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH na wyjściowy filtr dolnoprzepustowy o częstotliwości 800 kHz na poziomie -3 dB i zapewnia margines głębokości OOS powyżej tej częstotliwości. Zanik odpowiedzi częstotliwościowej na zaciskach AC powyżej częstotliwości 280 kHz na poziomie -3 dB jest zapewniony przez połączone działanie R7C10 i wyjściowego filtra dolnoprzepustowego R71L1 -R72C47.

Własności rezonansowe głośników prowadzą do emisji tłumionych drgań dźwiękowych przez dyfuzor, alikwotów po działaniu impulsowym oraz generowania własnego napięcia, gdy zwoje cewki głośnika przecinają linie pola magnetycznego w szczelinie układu magnetycznego. Współczynnik tłumienia pokazuje, jak duża jest amplituda oscylacji dyfuzora i jak szybko zanikają, gdy AC jest obciążony jako generator na impedancji z UMZCH. Współczynnik ten jest równy stosunkowi rezystancji AC do sumy rezystancji wyjściowej UMZCH, rezystancji przejściowej grupy styków przekaźnika przełączającego AC, rezystancji cewki indukcyjnej wyjściowego LPF zwykle nawiniętego drutem o niewystarczającej średnicy, rezystancji przejściowej zacisków kabla AC i rezystancji samych kabli AC.

Dodatkowo impedancja głośników jest nieliniowa. Przepływ zniekształconych prądów przez przewody kabli AC powoduje spadek napięcia o wysokim stopniu zniekształcenia nieliniowego, który jest również odejmowany od niezniekształconego napięcia wyjściowego wzmacniacza. Dlatego sygnał na zaciskach AC jest znacznie bardziej zniekształcony niż na wyjściu UMZCH. Są to tak zwane zniekształcenia interfejsu.

Aby zredukować te zniekształcenia zastosowano kompensację wszystkich składowych całkowitej impedancji wyjściowej wzmacniacza. Własna rezystancja wyjściowa UMZCH, wraz z rezystancją styków styków przekaźnika i rezystancją przewodu cewki wyjściowego filtra dolnoprzepustowego, jest redukowana przez działanie głębokiego ogólnego OOS pobranego z prawego wyjścia L1. Dodatkowo, podłączając odpowiednie wyjście R70 do „gorącego” zacisku AC, można łatwo skompensować rezystancję przejściową zacisku kabla AC oraz rezystancję jednego z przewodów AC, bez obawy o wygenerowanie UMZCH z powodu przesunięć fazowych w przewodach objętych OOS.

Jednostka kompensacji rezystancji przewodu AC jest wykonana w postaci wzmacniacza odwracającego z Ky = -2 na wzmacniaczach operacyjnych DA2, R10, C4, R11 i R9. Napięcie wejściowe dla tego wzmacniacza to spadek napięcia na przewodzie „zimnym” („ziemnym”) głośnika. Ponieważ jego rezystancja jest równa rezystancji „gorącego” przewodu kabla AC, aby skompensować rezystancję obu przewodów, wystarczy podwoić napięcie na „zimnym” przewodzie, odwrócić go i przez rezystor R9 z rezystancją równą sumie rezystancji R8 i R70 obwodu OOS, zastosuj do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego DA1 . Wówczas napięcie wyjściowe UMZCH wzrośnie o sumę spadków napięć na przewodach AC, co jest równoznaczne z wyeliminowaniem wpływu ich rezystancji na współczynnik tłumienia i poziom zniekształceń interfejsu na zaciskach AC. Kompensacja spadku rezystancji przewodów AC nieliniowego elementu tylnego pola elektromagnetycznego głośników jest szczególnie potrzebna przy niższych częstotliwościach zakresu audio. Napięcie sygnału na głośniku wysokotonowym ograniczone jest rezystorem i połączonym z nim szeregowo kondensatorem. Ich złożona rezystancja jest znacznie większa niż rezystancja przewodów kabla AC, więc kompensacja tej rezystancji w RF jest bez znaczenia. Na tej podstawie obwód całkujący R11C4 ogranicza pasmo częstotliwości roboczej kompensatora do 22 kHz.

Na szczególną uwagę: rezystancję „gorącego” przewodu kabla AC można skompensować pokrywając go wspólnym OOS, podłączając prawy zacisk R70 specjalnym przewodem do „gorącego” zacisku AC. W takim przypadku tylko rezystancja „zimnego” przewodu AC będzie musiała zostać skompensowana, a wzmocnienie kompensatora rezystancji przewodu należy zmniejszyć do wartości Ku \u003d -1, wybierając rezystancję rezystora R10 równą rezystancja rezystora R11.

Zabezpieczenie prądowe zapobiega uszkodzeniu tranzystorów wyjściowych podczas zwarć w obciążeniu. Rezystory R53 - R56 i R57 - R60 służą jako czujnik prądu, co wystarcza. Prąd wyjściowy wzmacniacza płynący przez te rezystory powoduje spadek napięcia, który jest podawany na dzielnik R41R42. Napięcie o wartości większej niż próg otwiera tranzystor VT10, a jego prąd kolektora otwiera komórkę wyzwalającą VT8 VT8VT9. To ogniwo przechodzi w stan ustalony z otwartymi tranzystorami i bocznikuje obwód HL1VD8, zmniejszając prąd przez diodę Zenera do zera i blokując VT3. Rozładowanie C21 przy małym prądzie bazowym VT3 może zająć kilka milisekund. Po aktywacji ogniwa wyzwalającego napięcie na dolnej płycie C23, ładowane napięciem na diodzie HL1 do 1,6 V, wzrasta z poziomu -7,2 V z dodatniej szyny zasilającej UN do poziomu -1,2 V 1, napięcie na górnej płycie tego kondensatora również wzrasta do 5 V. C21 jest szybko rozładowywane przez rezystor R30 do C23, tranzystor VT3 jest zablokowany. Tymczasem otwiera się VT6 i poprzez R33, R36 otwiera VT7. VT7 bocznikuje diodę Zenera VD9, rozładowuje kondensator C22 przez R31 i wyłącza tranzystor VT5. Nie otrzymując napięcia polaryzacji, tranzystory stopnia wyjściowego również są zablokowane.

Przywrócenie początkowego stanu spustu i włączenie UMZCH odbywa się poprzez naciśnięcie przycisku SA1 „Resetuj ochronę”. C27 jest ładowany przez prąd kolektora VT9 i bocznikuje obwód podstawowy VT8, blokując komórkę wyzwalającą. Jeśli do tego czasu awaria zostanie wyeliminowana i VT10 zostanie zablokowany, komórka przechodzi w stan ze stabilnie zamkniętymi tranzystorami. VT6, VT7 są zamknięte, do baz VT3, VT5 przykładane jest napięcie odniesienia, a wzmacniacz przechodzi w tryb pracy. Jeżeli zwarcie w obciążeniu UMZCH trwa nadal, zabezpieczenie jest ponownie aktywowane, nawet jeśli kondensator C27 jest podłączony do SA1. Zabezpieczenie działa na tyle skutecznie, że podczas nastawiania korekcji wzmacniacz był kilkakrotnie wyłączany za małe lutowanie… przez dotknięcie wejścia nieodwracającego. Powstałe samowzbudzenie doprowadziło do wzrostu prądu tranzystorów wyjściowych, a ochrona wyłączyła wzmacniacz. Chociaż ta prymitywna metoda z reguły nie powinna być oferowana, ale ze względu na ochronę prądową nie uszkodziła tranzystorów wyjściowych.

Działanie kompensatora rezystancji kabla AC.

Sprawność kompensatora UMZCH BB-2008 sprawdzono starą audiofilską metodą, przez ucho, przełączając wejście kompensatora między przewodem kompensacyjnym a wspólnym przewodem wzmacniacza. Poprawa brzmienia była wyraźnie zauważalna, a przyszły właściciel bardzo chciał kupić wzmacniacz, więc nie prowadzono pomiarów działania kompensatora. Zalety schematu przecinaka kabli były tak oczywiste, że konfigurację kompensator + integrator przyjęto jako standardowy montaż do instalacji we wszystkich opracowanych wzmacniaczach.

To zdumiewające, jak bardzo w Internecie rozgorzała niepotrzebna debata na temat użyteczności/bezużyteczności kompensacji rezystancji kabli. Jak zwykle ci, którym niezwykle prosty schemat czyszczenia kabli wydawał się skomplikowany i niezrozumiały, koszty – wygórowane, a instalacja – czasochłonna ©, szczególnie uparli się na odsłuch sygnału nieliniowego. Pojawiły się nawet sugestie, że skoro tyle pieniędzy wydaje się na sam wzmacniacz, grzechem jest oszczędzać na sacrum, ale trzeba iść najlepszą, efektowną drogą, jaką idzie cała cywilizowana ludzkość i… kupować normalnego, ludzkiego © super drogie kable wykonane z metali szlachetnych. Ku mojemu wielkiemu zdziwieniu, oliwy do ognia dolały wypowiedzi szanowanych ekspertów o bezużyteczności jednostki kompensacyjnej w domu, w tym tych specjalistów, którzy z powodzeniem stosują tę jednostkę w swoich wzmacniaczach. To bardzo niefortunne, że wielu kolegów radioamatorów nieufnie odnosiło się do doniesień o poprawie jakości dźwięku na niskich i średnich częstotliwościach z włączeniem kompensatora, unikało tego prostego sposobu na poprawę działania UMZCH z całej siły, niż okradło się.

Przeprowadzono niewiele badań, aby udokumentować prawdę. Szereg częstotliwości doprowadzono z generatora GZ-118 do UMZCH BB-2010 w zakresie częstotliwości rezonansowej prądu przemiennego, napięcie kontrolowano oscyloskopem S1-117, a Kr na zaciskach prądu przemiennego mierzono za pomocą INI C6- 8, rys. 4. Rezystor R1 jest zainstalowany, aby uniknąć zakłóceń na wejściu kompensatora podczas przełączania go między przewodami sterującymi i wspólnymi. W eksperymencie wykorzystano zwykłe i publicznie dostępne kable prądu przemiennego o długości 3 m i przekroju żyły 6 metrów kwadratowych. mm, a także system głośników GIGA FS Il o zakresie częstotliwości od 25 do 22 000 Hz, impedancji nominalnej 8 omów i mocy znamionowej 90 W firmy Acoustic Kingdom.

Niestety obwód wzmacniaczy sygnałów harmonicznych z kompozycji C6-8 przewiduje zastosowanie w obwodach ochrony środowiska kondensatorów tlenkowych o dużej pojemności. Powoduje to, że szum niskoczęstotliwościowy tych kondensatorów wpływa na rozdzielczość urządzenia przy niskich częstotliwościach, w wyniku czego jego rozdzielczość przy niskich częstotliwościach pogarsza się. Podczas pomiaru Kr sygnału o częstotliwości 25 Hz z GZ-118 bezpośrednio z C6-8, odczyty przyrządu tańczą wokół wartości 0,02%. Nie można ominąć tego ograniczenia stosując filtr wcinający generatora GZ-118 w przypadku pomiaru sprawności kompensatora, ponieważ szereg dyskretnych wartości częstotliwości strojenia filtra 2T jest ograniczony przy niskich częstotliwościach o wartości 20,60, 120, 200 Hz i nie pozwala na pomiar Kr na interesujących nas częstotliwościach. Dlatego niechętnie za poziom odniesienia przyjęto poziom 0,02%.

Przy częstotliwości 20 Hz przy napięciu na zaciskach AC 3 Vpp, co odpowiada mocy wyjściowej 0,56 W przy obciążeniu 8 omów, Kr wynosił 0,02% przy włączonym kompensatorze i 0,06% po jego wyłączeniu. Przy napięciu 10 V amperów, co odpowiada mocy wyjściowej 6,25 W, wartość Kr wynosi odpowiednio 0,02% i 0,08%, przy napięciu 20 V amperów i mocy 25 W - 0,016% i 0,11%, i przy napięciu 30 W amplitudzie i mocy 56 W - 0,02% i 0,13%.

Znając zrelaksowany stosunek producentów importowanego sprzętu do walorów napisów dotyczących mocy, a także pamiętając o cudownej, po przyjęciu zachodnich standardów, transformacji systemu głośnikowego 35AC-1 z subwooferem o mocy 30 W w S-90, długotrwała moc powyżej 56 W nie była dostarczana do AC.

Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 25 W Kr wynosił 0,02% i 0,12% przy włączonej / wyłączonej jednostce kompensacji, a przy mocy 56 W - 0,02% i 0,15%.

Jednocześnie sprawdzono konieczność i skuteczność pokrycia wyjściowego LPF ogólnego OOS. Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 56 W i połączonej szeregowo z jednym z przewodów kabla AC wyjściowego filtra dolnoprzepustowego RL-RC, podobnego do zainstalowanego w superliniowym UMZCH, Kr z włączonym kompensatorem off osiąga 0,18%. Przy częstotliwości 30 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,06% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną. Przy częstotliwości 35 Hz przy mocy 56 W Kr wynosi 0,02% i 0,04% przy włączonej / wyłączonej jednostce kompensacji. Przy częstotliwościach 40 i 90 Hz przy mocy 56 W Kr wynosi 0,02% i 0,04% przy włączonej / wyłączonej jednostce kompensacji, a przy częstotliwości 60 Hz - 0,02% i 0,06%.

Wnioski są oczywiste. Na zaciskach AC występuje nieliniowe zniekształcenie sygnału. Pogorszenie liniowości sygnału na zaciskach AC jest wyraźnie rejestrowane wraz z jego włączeniem przez nieskompensowaną, nieosłoniętą rezystancję OOS filtra dolnoprzepustowego zawierającego 70 cm stosunkowo cienkiego przewodu. Zależność poziomu zniekształceń od mocy dostarczanej do AC sugeruje, że zależy on od stosunku mocy sygnału do mocy nominalnej wooferów AC. Zniekształcenia są najbardziej wyraźne przy częstotliwościach bliskich rezonansowej. Tylne pole elektromagnetyczne generowane przez głośniki w odpowiedzi na uderzenie sygnału audio jest bocznikowane przez sumę rezystancji wyjściowej UMZCH i rezystancji przewodów kabla AC, więc poziom zniekształceń na zaciskach AC zależy bezpośrednio od rezystancja tych przewodów i impedancja wyjściowa wzmacniacza.

Stożek słabo wytłumionego głośnika niskotonowego sam emituje alikwoty, a dodatkowo ten głośnik generuje szeroki ogon produktów harmonicznych i zniekształceń intermodulacyjnych, które odtwarza głośnik średniotonowy. Wyjaśnia to pogorszenie dźwięku przy średnich częstotliwościach.

Pomimo założenia zerowego poziomu Kr 0,02% ze względu na niedoskonałość IRI, wpływ kompensatora rezystancji kabla na zniekształcenie sygnału na zaciskach AC jest wyraźnie i jednoznacznie odnotowany. Można stwierdzić, że wnioski wyciągnięte po odsłuchu działania układu kompensacyjnego na sygnale muzycznym i wyniki pomiarów instrumentalnych są w pełni zgodne.

Poprawę, która jest wyraźnie słyszalna po włączeniu czyścika do kabli, można wytłumaczyć tym, że wraz z zanikiem zniekształceń na zaciskach AC głośnik średniotonowy przestaje odtwarzać cały ten brud. Najwyraźniej zatem poprzez redukcję lub eliminację odtwarzania zniekształceń przez głośnik średniotonowy, dwuprzewodowy obwód połączeniowy prądu przemiennego, tzw. „biwiring”, gdy łącza LF i MF-HF są połączone różnymi kablami, ma przewagę w dźwięku w porównaniu z obwodem jednokablowym. Ponieważ jednak w układzie dwuprzewodowym zniekształcony sygnał na zaciskach sekcji niskotonowej AC nigdzie nie zanika, układ ten przegrywa z opcją z kompensatorem pod względem współczynnika tłumienia drgań swobodnych stożka niskotonowego.

Fizyki nie da się oszukać, a dla przyzwoitego dźwięku nie wystarczy uzyskać genialne działanie na wyjściu wzmacniacza przy aktywnym obciążeniu, ale trzeba też nie stracić liniowości po doprowadzeniu sygnału do zacisków głośnikowych. Jako część dobrego wzmacniacza absolutnie niezbędny jest kompensator wykonany zgodnie z takim lub innym schematem.

Integrator.

Przetestowano również skuteczność i możliwość zmniejszenia błędu integratora DA3. W UMZCH BB ze wzmacniaczem operacyjnym TL071 napięcie wyjściowe prądu stałego mieści się w zakresie 6...9 mV i nie było możliwości obniżenia tego napięcia przez włączenie dodatkowego rezystora w nieodwracającym obwodzie wejściowym.

Efekt szumów niskoczęstotliwościowych wzmacniacza operacyjnego na wejściu DC, spowodowany pokryciem głębokiego sprzężenia zwrotnego przez obwód zależny od częstotliwości R16R13C5C6, objawia się niestabilnością napięcia wyjściowego rzędu kilku miliwoltów lub -60 dB w stosunku do napięcia wyjściowego przy znamionowej mocy wyjściowej, przy częstotliwościach poniżej 1 Hz, nieodtwarzalne głośniki.

W Internecie wspomniano o niskiej rezystancji diod ochronnych VD1 ... VD4, co rzekomo wprowadza błąd w działaniu integratora z powodu utworzenia dzielnika (R16 + R13) / R VD2 | VD4 . . Aby sprawdzić rezystancję wsteczną diod ochronnych, zmontowano obwód na ryc. 6. Tutaj wzmacniacz operacyjny DA1 połączony zgodnie z obwodem wzmacniacza odwracającego jest objęty przez OOS przez R2, jego napięcie wyjściowe jest proporcjonalne do prądu w obwodzie badanej diody VD2 i rezystora ochronnego R2 o współczynniku 1 mV / nA, a rezystancja obwodu R2VD2 - o współczynniku 1 mV / 15 GΩ. Aby wykluczyć wpływ błędów addytywnych wzmacniacza operacyjnego - napięcia polaryzacji i prądu wejściowego na wyniki pomiaru prądu upływu diody, należy obliczyć jedynie różnicę między własnym napięciem na wyjściu op- wzmacniacza mierzonego bez badanej diody oraz napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego po jego zainstalowaniu. W praktyce różnica napięć wyjściowych wzmacniacza operacyjnego wynosząca kilka miliwoltów daje rezystancję wsteczną diody rzędu dziesięciu do piętnastu gigaomów przy napięciu wstecznym 15 V. Oczywiste jest, że prąd upływu nie wzrośnie ze spadkiem napięcia na diodzie do poziomu kilku miliwoltów, co jest charakterystyczne dla różnicy napięć wzmacniacza operacyjnego integratora i kompensatora .

Ale efekt fotoelektryczny tkwiący w diodach umieszczonych w szklanej obudowie naprawdę prowadzi do znacznej zmiany napięcia wyjściowego UMZCH. Po oświetleniu żarówką o mocy 60 W z odległości 20 cm stałe napięcie na wyjściu UMZCH wzrosło do 20 ... 3O mV. Chociaż jest mało prawdopodobne, aby podobny poziom oświetlenia można było zaobserwować wewnątrz obudowy wzmacniacza, kropla farby nałożona na te diody wyeliminowała zależność trybów UMZCH od oświetlenia. Zgodnie z wynikami symulacji nie obserwuje się spadku odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH nawet przy częstotliwości 1 miliherca. Ale nie powinieneś zmniejszać stałej czasowej R16R13C5C6. Fazy ​​napięć przemiennych na wyjściach integratora i kompensatora są przeciwne, a wraz ze spadkiem pojemności kondensatorów lub rezystancji rezystorów integratora wzrost jego napięcia wyjściowego może pogorszyć kompensację rezystancja przewodów AC.

Porównanie brzmienia wzmacniacza. Dźwięk zmontowanego wzmacniacza porównano z dźwiękiem kilku zagranicznych wzmacniaczy przemysłowych. Źródłem był odtwarzacz CD firmy Cambridge Audio, przedwzmacniacz Radiotekhnika UP-001 służył do budowania i regulacji poziomu dźwięku na terminalu UMZCH, Sugden A21a i NAD C352 wykorzystywały standardowe regulatory.

Jako pierwszy sprawdził legendarny, oburzający i cholernie drogi angielski UMZCH „Sugden A21a”, pracujący w klasie A z mocą wyjściową 25 watów. Co ciekawe, w dokumentacji towarzyszącej VCL Brytyjczycy uznali za słuszne nie wskazywanie poziomu zniekształceń nieliniowych. Powiedzmy, że nie chodzi o zniekształcenia, ale o duchowość. „Sugden A21a>” przegrał z UMZCH BB-2010 z porównywalną mocą zarówno pod względem poziomu jak i czystości, pewności, szlachetności dźwięku na niskich częstotliwościach. Nie jest to zaskakujące, biorąc pod uwagę specyfikę jego obwodów: tylko dwustopniowy quasi-symetryczny wtórnik wyjściowy na tranzystorach o tej samej strukturze, zmontowany zgodnie z obwodami z lat 70. ubiegłego wieku o stosunkowo wysokiej rezystancji wyjściowej i elektrolitycznym kondensator włączony na wyjściu, który dodatkowo zwiększa całkowitą rezystancję wyjściową - to ostatnie rozwiązanie samo w sobie degraduje dźwięk dowolnych wzmacniaczy na niskich i średnich częstotliwościach. Na średnich i wysokich częstotliwościach UMZCH BB wykazywał większą szczegółowość, przejrzystość i doskonałe opracowanie sceniczne, kiedy śpiewacy i instrumenty można było wyraźnie zlokalizować w dźwięku. Nawiasem mówiąc, mówiąc o korelacji obiektywnych danych pomiarowych i subiektywnych odczuć dźwięku: w jednym z artykułów prasowych konkurentów Sugdena jego Kr określono na poziomie 0,03% przy częstotliwości 10 kHz.

Kolejnym był także angielski wzmacniacz NAD С352. Ogólne wrażenie było takie samo: wyraźny dźwięk „wiadra” Anglika przy niskich częstotliwościach nie pozostawiał mu żadnych szans, podczas gdy praca UMZCH BB została uznana za nienaganną. W przeciwieństwie do NADa, którego brzmienie kojarzyło się z gęstymi krzakami, wełną, watą, brzmienie BB-2010 na średnich i wysokich częstotliwościach pozwalało wyraźnie odróżnić głosy wykonawców w chórze ogólnym i instrumentów w orkiestrze. W pracy NAD C352 wyraźnie wyrażono efekt lepszej słyszalności głośniejszego wykonawcy, głośniejszego instrumentu. Jak ujął to sam właściciel wzmacniacza, w brzmieniu BB UMZCH wokaliści nie „pokrzykiwali” do siebie, a skrzypce nie walczyły w potędze dźwięku z gitarą czy trąbką, ale cała instrumenty spokojnie i harmonijnie „zaprzyjaźniają się” w ogólnym obrazie dźwiękowym melodii. Przy wysokich częstotliwościach UMZCH BB-2010, według figuratywnych audiofilów, brzmi jak „jakby rysował dźwięk cienkim, cienkim pędzlem”. Efekty te można przypisać różnicy w zniekształceniach intermodulacyjnych wzmacniaczy.

Dźwięk UMZCH Rotel RB 981 był podobny do dźwięku NAD C352, z wyjątkiem lepsza praca przy niskich częstotliwościach, jednak UMZCH BB-2010 pozostał bezkonkurencyjny w klarowności sterowania AC przy niskich częstotliwościach, a także przejrzystości, delikatności dźwięku przy średnich i wysokich częstotliwościach.

Najciekawsza pod względem zrozumienia mentalności audiofilów była powszechna opinia, że ​​mimo wyższości nad tymi trzema UMZCH, wnoszą do dźwięku „ciepło”, co czyni go przyjemniejszym, a UMZCH BB działa płynnie, „jest neutralny do dźwięku”.

Japoński Dual CV1460 gubił się w dźwięku zaraz po włączeniu w najbardziej oczywisty dla wszystkich sposób i nie tracił czasu na jego szczegółowe odsłuchiwanie. Jego Kr mieścił się w zakresie 0,04...0,07% przy małej mocy.

Główne wrażenia z porównania wzmacniaczy w ujęciu ogólnym były całkowicie identyczne: UMZCH BB wyprzedzał je w brzmieniu bezwarunkowo i jednoznacznie. Dlatego dalsze testy uznano za niepotrzebne. W efekcie przyjaźń wygrała, wszyscy dostali to, czego chcieli: za ciepłe, intymne brzmienie - Sugden, NAD i Rotel oraz aby usłyszeć, co na płycie nagrał reżyser - UMZCH BB-2010.

Osobiście lubię UMZCH o wysokiej wierności z lekkim, czystym, nieskazitelnym, szlachetnym dźwiękiem, bez wysiłku odtwarza pasaże o dowolnej złożoności. Jak ujął to mój przyjaciel audiofil z dużym doświadczeniem, wypracowuje dźwięki zestawów perkusyjnych na niskich częstotliwościach bez opcji, jak prasa, na średnich częstotliwościach brzmi tak, jakby go nie było, a na wysokich wydaje się pomaluj dźwięk cienkim pędzlem. Dla mnie niedrażniący dźwięk UMZCH BB kojarzy się z łatwością obsługi kaskad.

Literatura

1. Wysoka wierność Sukhov I. UMZCH. "Radio", 1989, nr 6, s. 55-57; nr 7, s. 57-61.

2. Ridiko L. UMZCH BB na nowoczesnej podstawie elementów z systemem sterowania mikrokontrolerem. "Radiohobby", 2001, nr 5, s. 52-57; nr 6, s. 50-54; 2002, nr 2, s. 53-56.

3. Ageev S. Superlinear UMZCH z głęboką ochroną środowiska „Radio”, 1999, nr 10 ... 12; "Radio", 2000, nr 1; 2; 4…6; 9…11.

4. Zujew. L. UMZCH z równoległą ochroną środowiska. "Radio", 2005, nr 2, s. 14.

5. Zhukovsky V. Dlaczego potrzebujemy prędkości UMZCH (lub „UMZCH BB-2008”). "Radiohobby", 2008, nr 1, s. 55-59; nr 2, s. 49-55.

UMZCH VVS-2011 Wersja Ultimate

UMZCH VVS-2011 Wersja Ultimate autor schematu Wiktor Żukowski Krasnoarmejsk

Specyfikacje wzmacniacza:
1. Duża moc: 150W/8 omów,
2. Wysoka liniowość - 0,000,2 ... 0,000,3% przy 20 kHz 100 W / 4 Ohm,
Pełny zestaw węzłów serwisowych:
1. Utrzymuj zerowe stałe napięcie,
2. Kompensator rezystancji przewodu AC,
3. Aktualna ochrona,
4. Zabezpieczenie wyjścia napięcia stałego,
5. Płynny start.

Schemat UMZCH VVS2011

Układ płytek drukowanych został wykonany przez uczestnika wielu popularnych projektów LepekhinV (Vladimir Lepekhin). Udało się bardzo dobrze).

Płyta UMZCH-VVS2011

Płyta wzmacniacza ULF VVS-2011 został zaprojektowany do odmuchu tunelowego (równolegle do chłodnicy). Instalacja tranzystorów UN (wzmacniacz napięcia) i VK (stopień wyjściowy) jest nieco trudna, ponieważ. montaż/demontaż należy wykonać śrubokrętem przez otwory w płytce drukowanej o średnicy około 6 mm. Gdy dostęp jest otwarty, projekcja tranzystorów nie wchodzi pod PP, jest to znacznie wygodniejsze. Musiałem trochę podrasować tablicę.

W nowym oprogramowaniu nie uwzględniono jednego punktu- to wygoda ustawienia zabezpieczenia na płytce wzmacniacza:

C25 0.1n, R42*820 Ohm oraz R41 1k wszystkie elementy smd znajdują się po stronie lutowniczej, co nie jest zbyt wygodne podczas ustawiania, ponieważ konieczne będzie kilkakrotne odkręcenie i przymocowanie śrub płytki drukowanej na stojakach i tranzystorów do grzejników. Wyrok: R42*820 składa się z dwóch rezystorów smd ułożonych równolegle, stąd propozycja: jeden rezystor smd lutujemy od razu, drugi rezystor wyjściowy z baldachimem lutujemy do VT10, jeden prowadzi do podstawy, drugi do emitera, dobieramy do właściwego. Odebrane, zmień wyjście na smd, dla jasności:

UMZCH BB-2010 to nowość ze znanej linii wzmacniaczy UMZCH BB (high fidelity). Na szereg zastosowanych rozwiązań technicznych wpłynęła praca Ageeva.

Dane techniczne:

Zniekształcenia harmoniczne przy 20 000 Hz: 0,001% (150 W/8 omów)

-3dB Przepustowość małego sygnału: 0 – 800000 Hz

Szybkość narastania napięcia wyjściowego: 100 V/µs

Stosunek sygnału do szumu i sygnału do tła: 120 dB

Schemat połączeń Air Force-2010

Ze względu na zastosowanie wzmacniacza operacyjnego pracującego w trybie lekkim, a także użycie tylko stopni z OK i OB we wzmacniaczu napięciowym, pokrytych głębokim lokalnym OOS, UMZCH BB jest wysoce liniowy nawet przed objęciem ogólnego OOS. W pierwszym wzmacniaczu wysokiej wierności w 1985 roku zastosowano rozwiązania, które do tej pory były stosowane tylko w technice pomiarowej: tryby DC są obsługiwane przez oddzielny węzeł serwisowy, aby zmniejszyć poziom zniekształceń interfejsu, rezystancję przejściową przełączania AC grupa styków przekaźnika jest pokryta wspólnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym, a specjalny węzeł skutecznie kompensuje wpływ rezystancji przewodów AC na te zniekształcenia. Tradycja została zachowana w UMZCH BB-2010, jednak ogólna ochrona środowiska obejmuje również rezystancję wyjściowego filtra dolnoprzepustowego.

W zdecydowanej większości projektów innych UMZCH, zarówno profesjonalnych, jak i amatorskich, wielu z tych rozwiązań wciąż brakuje. Jednocześnie wysokie parametry techniczne i audiofilskie zalety UMZCH BB osiągnięto dzięki prostym rozwiązaniom obwodów i minimalnej liczbie aktywnych elementów. W rzeczywistości jest to stosunkowo prosty wzmacniacz: jeden kanał można zmontować powoli w kilka dni, a ustawienie polega jedynie na ustawieniu wymaganego prądu spoczynkowego tranzystorów wyjściowych. Specjalnie dla początkujących radioamatorów opracowano metodę kaskadowego testowania wydajności i regulacji w każdym węźle, za pomocą której można zagwarantować zlokalizowanie miejsc możliwych błędów i zapobiec ich możliwym konsekwencjom jeszcze przed całkowitym złożeniem UMZCH . Na wszystkie możliwe pytania dotyczące tego lub podobnych wzmacniaczy znajdują się szczegółowe wyjaśnienia, zarówno na papierze, jak iw Internecie.

Na wejściu wzmacniacza znajduje się filtr górnoprzepustowy R1C1 o częstotliwości odcięcia 1,6 Hz, rys. 1. Jednak sprawność układu stabilizacji trybu pozwala na pracę wzmacniacza z sygnałem wejściowym zawierającym do 400 mV napięcia stałego. Wykluczony jest więc C1, który realizuje odwieczne audiofilskie marzenie o ścieżce bez kondensatorów i znacząco poprawia brzmienie wzmacniacza.

Pojemność kondensatora C2 wejściowego filtra dolnoprzepustowego R2C2 jest tak dobrana, aby częstotliwość odcięcia wejściowego filtra dolnoprzepustowego, uwzględniająca rezystancję wyjściową przedwzmacniacza 500 Ohm -1 kOhm, mieściła się w zakresie od 120 do 200 kHz. Obwód korekcji częstotliwości R3R5C3 jest umieszczony na wejściu wzmacniacza operacyjnego DA1, co ogranicza pasmo przetwarzanych harmonicznych i zakłóceń przechodzących przez obwód CUS od strony wyjściowej UMZCH do pasma 215 kHz na poziomie -3 dB i zwiększa stabilność wzmacniacza. Układ ten umożliwia redukcję sygnału różnicowego powyżej częstotliwości odcięcia obwodu, a tym samym eliminuje niepotrzebne przeciążanie wzmacniacza napięciowego zakłóceniami wysokoczęstotliwościowymi, szumami i harmonicznymi, eliminując możliwość wystąpienia dynamicznych zniekształceń intermodulacyjnych (TIM; DIM).

Następnie sygnał podawany jest na wejście niskoszumnego wzmacniacza operacyjnego z tranzystorami polowymi na wejściu DA1. Wiele „roszczeń” pod adresem UMZCH BB wysuwają przeciwnicy odnośnie zastosowania na wejściu wzmacniacza operacyjnego, który rzekomo obniża jakość dźwięku i „kradnie wirtualną głębię” dźwięku. W związku z tym należy zwrócić uwagę na pewne dość oczywiste cechy działania systemu operacyjnego w UMZCH VV.

Wzmacniacze operacyjne przedwzmacniaczy, wzmacniacze operacyjne post-DAC są zmuszone do wytworzenia kilku woltów napięcia wyjściowego. Ponieważ wzmocnienie wzmacniacza operacyjnego jest niewielkie i waha się od 500 do 2000 razy przy 20 kHz, wskazuje to na ich działanie ze stosunkowo dużą różnicą napięcia sygnału - od kilkuset mikrowoltów przy niskich częstotliwościach do kilku miliwoltów przy 20 kHz i z dużym prawdopodobieństwem wprowadzenia zniekształceń intermodulacyjnych przez stopień wejściowy wzmacniacza operacyjnego. Napięcie wyjściowe tych wzmacniaczy operacyjnych jest równe napięciu wyjściowemu ostatniego stopnia wzmocnienia napięcia, zwykle wykonanego zgodnie ze schematem OE. Napięcie wyjściowe rzędu kilku woltów wskazuje na działanie tej kaskady przy dość dużych napięciach wejściowych i wyjściowych, co w efekcie wprowadza zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Wzmacniacz operacyjny jest obciążony rezystancją obwodu OOS i obciążeniem połączonym równolegle, czasami rzędu kilku kiloomów, co wymaga nawet kilku miliamperów z wtórnika wyjściowego wzmacniacza prądu wyjściowego. Dlatego zmiany prądu wtórnika wyjściowego układu scalonego, którego stopnie wyjściowe pobierają prąd nie większy niż 2 mA, są dość znaczące, co również wskazuje, że wprowadzają zniekształcenia do wzmacnianego sygnału. Widzimy, że stopień wejściowy, stopień wzmocnienia napięciowego i stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego mogą wprowadzać zniekształcenia.

Ale obwody wzmacniacza o wysokiej wierności, ze względu na wysokie wzmocnienie i rezystancję wejściową części tranzystorowej wzmacniacza napięciowego, zapewniają bardzo łagodne warunki pracy dla wzmacniacza operacyjnego DA1. Sędzia dla siebie. Nawet w UMZCH, który opracował znamionowe napięcie wyjściowe 50 V, wejściowy stopień różnicowy wzmacniacza operacyjnego pracuje z różnicowymi sygnałami napięciowymi od 12 μV przy częstotliwościach od 500 Hz do 500 μV przy częstotliwości 20 kHz. Stosunek dużej przeciążalności wejściowej stopnia różnicowego, wykonanego na tranzystorach polowych, do niskiego napięcia sygnału różnicowego zapewnia wysoką liniowość wzmocnienia sygnału. Napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego nie przekracza 300 mV. co wskazuje na niskie napięcie wejściowe stopnia wzmocnienia napięciowego ze wspólnym emiterem ze wzmacniacza operacyjnego - do 60 μV - oraz liniowy tryb jego pracy. Stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego daje do obciążenia około 100 kOhm od strony podstawy VT2 prąd przemienny nie większy niż 3 μA. W konsekwencji stopień wyjściowy wzmacniacza operacyjnego również działa w trybie niezwykle lekkim, prawie na biegu jałowym. W rzeczywistym sygnale muzycznym napięcia i prądy są przez większość czasu o rząd wielkości mniejsze niż podane wartości.

Z porównania napięć sygnałów różnicowych i wyjściowych, a także prądu obciążenia widać, że wzmacniacz operacyjny w UMZCH BB na ogół działa setki razy łatwiej, a więc w trybie liniowym niż tryb op-amp przedwzmacniaczy i post-DAC odtwarzaczy CD, które służą jako źródło sygnału dla UMZCH z dowolną głębokością ochrony środowiska, a także w ogóle bez niej. W konsekwencji ten sam wzmacniacz operacyjny wprowadzi znacznie mniej zniekształceń w ramach UMZCH BB niż w pojedynczym włączeniu.

Sporadycznie pojawia się opinia, że ​​zniekształcenia wprowadzane przez kaskadę są niejednoznacznie zależne od napięcia sygnału wejściowego. To jest błąd. Zależność przejawu nieliniowości kaskady od napięcia sygnału wejściowego może być zgodna z tym lub innym prawem, ale zawsze jest jednoznaczna: wzrost tego napięcia nigdy nie prowadzi do zmniejszenia wprowadzanych zniekształceń, a jedynie do zwiększać.

Wiadomo, że poziom produktów zniekształceń przypisywanych danej częstotliwości zmniejsza się proporcjonalnie do głębokości ujemnego sprzężenia zwrotnego dla tej częstotliwości. Wzmocnienie prędkości biegu jałowego, aż do pokrycia wzmacniacza sprzężenia zwrotnego, przy niskich częstotliwościach nie może być zmierzone ze względu na mały sygnał wejściowy. Zgodnie z obliczeniami, wzmocnienie w trybie jałowym opracowane do pokrycia NOS umożliwia osiągnięcie głębokości OOS 104 dB przy częstotliwościach do 500 Hz. Pomiary dla częstotliwości zaczynających się od 10 kHz pokazują, że głębokość sprzężenia zwrotnego przy częstotliwości 10 kHz osiąga 80 dB, przy częstotliwości 20 kHz – 72 dB, przy częstotliwości 50 kHz – 62 dB i 40 dB – przy częstotliwości 200 kHz. Rysunek 2 pokazuje charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową UMZCH BB-2010 i, dla porównania, podobną złożoność.

Wysokie wzmocnienie przed pokryciem OOS jest główną cechą projektowania obwodów wzmacniaczy VV. Ponieważ celem wszystkich sztuczek z obwodami jest osiągnięcie wysokiej liniowości i wysokiego wzmocnienia w celu utrzymania głębokiego sprzężenia zwrotnego w najszerszym możliwym paśmie częstotliwości, oznacza to, że takie struktury wyczerpują metody obwodów poprawiających parametry wzmacniacza. Dalszą redukcję zniekształceń można osiągnąć jedynie za pomocą konstruktywnych środków mających na celu zmniejszenie odbioru harmonicznych stopnia wyjściowego w obwodach wejściowych, zwłaszcza w odwracającym obwodzie wejściowym, z którego wzmocnienie jest maksymalne.

Inną cechą obwodu UMZCH BB jest kontrola prądu stopnia wyjściowego wzmacniacza napięciowego. Wejściowy wzmacniacz operacyjny steruje stopniem konwersji napięcia na prąd, wykonywanym za pomocą OK i OB, a odbierany prąd jest odejmowany od prądu spoczynkowego stopnia, realizowanego zgodnie z obwodem OB.

Zastosowanie rezystora linearyzującego R17 o rezystancji 1 kOhm w stopniu różnicowym VT1, VT2 na tranzystorach o różnych strukturach z mocą szeregową zwiększa liniowość konwersji napięcia wyjściowego wzmacniacza operacyjnego DA1 na prąd kolektora VT2 o tworzenie lokalnego OOS o głębokości 40 dB. Widać to po porównaniu sumy rezystancji własnych emiterów VT1, VT2 - około 5 omów każdy - z rezystancją R17 lub sumy napięć termicznych VT1, VT2 - około 50 mV - przy spadku napięcia w poprzek rezystancji R17, która wynosi 5,2 - 5,6 V .

Wzmacniacze zbudowane zgodnie z rozważanymi obwodami mają ostry, 40 dB na dekadę częstotliwości, zanik wzmocnienia powyżej częstotliwości 13 ... 16 kHz. Sygnał błędu, który jest produktem zniekształceń, przy częstotliwościach powyżej 20 kHz jest o dwa do trzech rzędów wielkości mniejszy niż użyteczny sygnał audio. Umożliwia to przekształcenie liniowości stopnia różnicowego VT1, VT2, który jest nadmierny przy tych częstotliwościach, we wzrost wzmocnienia części tranzystorowej UN. Ze względu na niewielkie zmiany prądu stopnia różnicowego VT1, VT2, gdy wzmacniane są słabe sygnały, jego liniowość nie pogarsza się znacząco wraz ze spadkiem głębokości lokalnego OOS, ale działanie wzmacniacza operacyjnego DA1 na tryb pracy którego liniowość całego wzmacniacza zależy od trybu pracy którego przy tych częstotliwościach margines wzmocnienia ułatwi, ponieważ wszystkie napięcia sygnał wyjściowy zmniejsza się proporcjonalnie do wzmocnienia wzmocnienia przy danej częstotliwości.

Obwody korekcji wyprzedzenia fazy R18C13 i R19C16 zostały zoptymalizowane w symulatorze w celu zmniejszenia różnicy napięć wzmacniacza operacyjnego do częstotliwości kilku megaherców. Udało się zwiększyć wzmocnienie UMZCH BB-2010 w porównaniu z UMZCH BB-2008 przy częstotliwościach rzędu kilkuset kiloherców. Wzmocnienie wynosiło 4 dB przy 200 kHz, 6 dB przy 300 kHz, 8,6 dB przy 500 kHz, 10,5 dB przy 800 kHz, 11 dB przy 1 MHz i 10 do 12 dB przy częstotliwościach powyżej 2 MHz. Widać to na podstawie wyników symulacji, rys. 3, gdzie dolna krzywa odnosi się do charakterystyki częstotliwościowej układu korekcji wyprowadzenia UMZCH BB-2008, a górna do UMZCH BB-2010.

VD7 chroni złącze emitera VT1 przed napięciem wstecznym wynikającym z przepływu prądów ładowania C13, C16 w trybie ograniczania napięcia sygnału wyjściowego UMZCH i wynikających z nich napięć granicznych z dużą szybkością zmian na wyjściu wzmacniacza operacyjnego DA1.

Stopień wyjściowy wzmacniacza napięcia jest wykonany na tranzystorze VT3, połączonym zgodnie ze wspólnym obwodem bazowym, co wyklucza przenikanie sygnału z obwodów wyjściowych stopnia do obwodów wejściowych i zwiększa jego stabilność. Kaskada z OB, obciążona generatorem prądu na tranzystorze VT5 i impedancją wejściową stopnia wyjściowego, rozwija wysokie stabilne wzmocnienie - do 13 000 ... 15 000 razy. Dobór rezystancji rezystora R24 do połowy rezystancji rezystora R26 gwarantuje równość prądów spoczynkowych VT1, VT2 i VT3, VT5. R24, R26 zapewniają lokalne OOS, które zmniejszają efekt efektu Earleya - zmianę p21e w zależności od napięcia kolektora i zwiększają początkową liniowość wzmacniacza odpowiednio o 40 dB i 46 dB. Zasilanie UN oddzielnym napięciem, modulo 15 V wyższym niż napięcie stopni wyjściowych, umożliwia wyeliminowanie efektu quasi-nasycenia tranzystorów VT3, VT5, co objawia się spadkiem n21e, gdy kolektor -napięcie bazowe spada poniżej 7 V.

Trzystopniowy wtórnik wyjściowy jest montowany na tranzystorach bipolarnych i nie wymaga żadnych specjalnych uwag. Nie próbuj walczyć z entropią, oszczędzając na prądzie spoczynkowym tranzystorów wyjściowych. Nie powinien być mniejszy niż 250 mA; w wersji autorskiej - 320 mA.

Przed uruchomieniem przekaźnika załączającego AC K1 wzmacniacz objęty jest OOS1, realizowanym poprzez włączenie dzielnika R6R4. Dokładność utrzymania rezystancji R6 i spójność tych rezystancji w różnych kanałach nie jest istotna, ale dla utrzymania stabilności wzmacniacza ważne jest, aby rezystancja R6 była niewiele mniejsza niż suma rezystancji R8 i R70. Pobudzenie przekaźnika K1 powoduje wyłączenie OOS1 i uruchomienie obwodu OOS2, utworzonego przez R8R70C44 i R4, obejmującego grupę styków K1.1, gdzie R70C44 wyłącza wyjściowy filtr dolnoprzepustowy R71L1 R72C47 z obwodu OOC przy częstotliwości powyżej 33 kHz. Zależny od częstotliwości OOS R7C10 generuje spadek odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH na wyjściowy filtr dolnoprzepustowy o częstotliwości 800 kHz na poziomie -3 dB i zapewnia margines głębokości OOS powyżej tej częstotliwości. Zanik odpowiedzi częstotliwościowej na zaciskach AC powyżej częstotliwości 280 kHz na poziomie -3 dB jest zapewniony przez połączone działanie R7C10 i wyjściowego filtra dolnoprzepustowego R71L1 -R72C47.

Własności rezonansowe głośników prowadzą do emisji tłumionych drgań dźwiękowych przez dyfuzor, alikwotów po działaniu impulsowym oraz generowania własnego napięcia, gdy zwoje cewki głośnika przecinają linie pola magnetycznego w szczelinie układu magnetycznego. Współczynnik tłumienia pokazuje, jak duża jest amplituda oscylacji dyfuzora i jak szybko zanikają, gdy AC jest obciążony jako generator na impedancji z UMZCH. Współczynnik ten jest równy stosunkowi rezystancji AC do sumy rezystancji wyjściowej UMZCH, rezystancji przejściowej grupy styków przekaźnika przełączającego AC, rezystancji cewki indukcyjnej wyjściowego LPF zwykle nawiniętego drutem o niewystarczającej średnicy, rezystancji przejściowej zacisków kabla AC i rezystancji samych kabli AC.

Dodatkowo impedancja głośników jest nieliniowa. Przepływ zniekształconych prądów przez przewody kabli AC powoduje spadek napięcia o wysokim stopniu zniekształcenia nieliniowego, który jest również odejmowany od niezniekształconego napięcia wyjściowego wzmacniacza. Dlatego sygnał na zaciskach AC jest znacznie bardziej zniekształcony niż na wyjściu UMZCH. Są to tak zwane zniekształcenia interfejsu.

Aby zredukować te zniekształcenia zastosowano kompensację wszystkich składowych całkowitej impedancji wyjściowej wzmacniacza. Własna rezystancja wyjściowa UMZCH, wraz z rezystancją styków styków przekaźnika i rezystancją przewodu cewki wyjściowego filtra dolnoprzepustowego, jest redukowana przez działanie głębokiego ogólnego OOS pobranego z prawego wyjścia L1. Dodatkowo, podłączając odpowiednie wyjście R70 do „gorącego” zacisku AC, można łatwo skompensować rezystancję przejściową zacisku kabla AC oraz rezystancję jednego z przewodów AC, bez obawy o wygenerowanie UMZCH z powodu przesunięć fazowych w przewodach objętych OOS.

Jednostka kompensacji rezystancji przewodu AC jest wykonana w postaci wzmacniacza odwracającego z Ky = -2 na wzmacniaczach operacyjnych DA2, R10, C4, R11 i R9. Napięcie wejściowe dla tego wzmacniacza to spadek napięcia na przewodzie „zimnym” („ziemnym”) głośnika. Ponieważ jego rezystancja jest równa rezystancji „gorącego” przewodu kabla AC, aby skompensować rezystancję obu przewodów, wystarczy podwoić napięcie na „zimnym” przewodzie, odwrócić go i przez rezystor R9 z rezystancją równą sumie rezystancji R8 i R70 obwodu OOS, zastosuj do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego DA1 . Wówczas napięcie wyjściowe UMZCH wzrośnie o sumę spadków napięć na przewodach AC, co jest równoznaczne z wyeliminowaniem wpływu ich rezystancji na współczynnik tłumienia i poziom zniekształceń interfejsu na zaciskach AC. Kompensacja spadku rezystancji przewodów AC nieliniowego elementu tylnego pola elektromagnetycznego głośników jest szczególnie potrzebna przy niższych częstotliwościach zakresu audio. Napięcie sygnału na głośniku wysokotonowym ograniczone jest rezystorem i połączonym z nim szeregowo kondensatorem. Ich złożona rezystancja jest znacznie większa niż rezystancja przewodów kabla AC, więc kompensacja tej rezystancji w RF jest bez znaczenia. Na tej podstawie obwód całkujący R11C4 ogranicza pasmo częstotliwości roboczej kompensatora do 22 kHz.

Na szczególną uwagę: rezystancję „gorącego” przewodu kabla AC można skompensować pokrywając go wspólnym OOS, podłączając prawy zacisk R70 specjalnym przewodem do „gorącego” zacisku AC. W takim przypadku tylko rezystancja „zimnego” przewodu AC będzie musiała zostać skompensowana, a wzmocnienie kompensatora rezystancji przewodu należy zmniejszyć do wartości Ku \u003d -1, wybierając rezystancję rezystora R10 równą rezystancja rezystora R11.

Zabezpieczenie prądowe zapobiega uszkodzeniu tranzystorów wyjściowych podczas zwarć w obciążeniu. Rezystory R53 - R56 i R57 - R60 służą jako czujnik prądu, co wystarcza. Prąd wyjściowy wzmacniacza płynący przez te rezystory powoduje spadek napięcia, który jest podawany na dzielnik R41R42. Napięcie o wartości większej niż próg otwiera tranzystor VT10, a jego prąd kolektora otwiera komórkę wyzwalającą VT8 VT8VT9. To ogniwo przechodzi w stan ustalony z otwartymi tranzystorami i bocznikuje obwód HL1VD8, zmniejszając prąd przez diodę Zenera do zera i blokując VT3. Rozładowanie C21 przy małym prądzie bazowym VT3 może zająć kilka milisekund. Po aktywacji ogniwa wyzwalającego napięcie na dolnej płycie C23, ładowane napięciem na diodzie HL1 do 1,6 V, wzrasta z poziomu -7,2 V od dodatniej szyny zasilającej UN do poziomu -1,2 B1, napięcie na górnej płycie tego kondensatora również wzrasta o 5 V. C21 jest szybko rozładowywane przez rezystor R30 do C23, tranzystor VT3 jest zamknięty. Tymczasem otwiera się VT6 i poprzez R33, R36 otwiera VT7. VT7 bocznikuje diodę Zenera VD9, rozładowuje kondensator C22 przez R31 i wyłącza tranzystor VT5. Nie otrzymując napięcia polaryzacji, tranzystory stopnia wyjściowego również są zablokowane.

Przywrócenie początkowego stanu spustu i włączenie UMZCH odbywa się poprzez naciśnięcie przycisku SA1 „Resetuj ochronę”. C27 jest ładowany przez prąd kolektora VT9 i bocznikuje obwód podstawowy VT8, blokując komórkę wyzwalającą. Jeśli do tego czasu awaria zostanie wyeliminowana i VT10 zostanie zablokowany, komórka przechodzi w stan ze stabilnie zamkniętymi tranzystorami. VT6, VT7 są zamknięte, do baz VT3, VT5 przykładane jest napięcie odniesienia, a wzmacniacz przechodzi w tryb pracy. Jeżeli zwarcie w obciążeniu UMZCH trwa nadal, zabezpieczenie jest ponownie aktywowane, nawet jeśli kondensator C27 jest podłączony do SA1. Zabezpieczenie działa na tyle skutecznie, że podczas nastawiania korekcji wzmacniacz był kilkakrotnie wyłączany do drobnego lutowania przez dotknięcie wejścia nieodwracającego. Powstałe samowzbudzenie doprowadziło do wzrostu prądu tranzystorów wyjściowych, a ochrona wyłączyła wzmacniacz. Chociaż ta prymitywna metoda z reguły nie powinna być oferowana, ale ze względu na ochronę prądową nie uszkodziła tranzystorów wyjściowych.

Działanie kompensatora rezystancji kabla AC

Sprawność kompensatora UMZCH BB-2008 sprawdzono starą audiofilską metodą, przez ucho, przełączając wejście kompensatora między przewodem kompensacyjnym a wspólnym przewodem wzmacniacza. Poprawa brzmienia była wyraźnie zauważalna, a przyszły właściciel bardzo chciał kupić wzmacniacz, więc nie prowadzono pomiarów działania kompensatora. Zalety schematu przecinaka kabli były tak oczywiste, że konfigurację kompensator + integrator przyjęto jako standardowy montaż do instalacji we wszystkich opracowanych wzmacniaczach.

To zdumiewające, jak bardzo w Internecie rozgorzała niepotrzebna debata na temat użyteczności/bezużyteczności kompensacji rezystancji kabli. Jak zwykle ci, którzy szczególnie nalegali na odsłuch sygnału nieliniowego, byli skomplikowani i niezrozumiali, koszty za to były wygórowane, a instalacja czasochłonna ©. Pojawiły się nawet sugestie, że skoro tyle pieniędzy wydaje się na sam wzmacniacz, grzechem jest oszczędzać na sacrum, ale trzeba iść najlepszą, efektowną drogą, jaką idzie cała cywilizowana ludzkość i… kupować normalnego, ludzkiego © super drogie kable wykonane z metali szlachetnych. Ku mojemu wielkiemu zdziwieniu, oliwy do ognia dolały wypowiedzi szanowanych ekspertów o bezużyteczności jednostki kompensacyjnej w domu, w tym tych specjalistów, którzy z powodzeniem stosują tę jednostkę w swoich wzmacniaczach. To bardzo niefortunne, że wielu kolegów radioamatorów nieufnie odnosiło się do doniesień o poprawie jakości dźwięku na niskich i średnich częstotliwościach z włączeniem kompensatora, unikało tego prostego sposobu na poprawę działania UMZCH z całej siły, niż okradło się.

Przeprowadzono niewiele badań, aby udokumentować prawdę. Szereg częstotliwości doprowadzono z generatora GZ-118 do UMZCH BB-2010 w zakresie częstotliwości rezonansowej prądu przemiennego, napięcie kontrolowano oscyloskopem S1-117, a Kr na zaciskach prądu przemiennego mierzono za pomocą INI C6- 8, rys. 4. Sprawdzanie skuteczności rezystancji przewodu Rezystor R1 jest zainstalowany, aby uniknąć pobudzeń na wejściu kompensatora podczas przełączania między przewodami sterującymi i wspólnymi. W eksperymencie wykorzystano zwykłe i publicznie dostępne kable prądu przemiennego o długości 3 m i przekroju żyły 6 metrów kwadratowych. mm, a także system głośników GIGA FS Il o zakresie częstotliwości 25-22000 Hz, impedancji nominalnej 8 omów i mocy znamionowej 90 W firmy Acoustic Kingdom.

Niestety obwód wzmacniaczy sygnałów harmonicznych z kompozycji C6-8 przewiduje zastosowanie w obwodach ochrony środowiska kondensatorów tlenkowych o dużej pojemności. Powoduje to, że szum niskoczęstotliwościowy tych kondensatorów wpływa na rozdzielczość urządzenia przy niskich częstotliwościach, w wyniku czego jego rozdzielczość przy niskich częstotliwościach pogarsza się. Podczas pomiaru Kr sygnału o częstotliwości 25 Hz z GZ-118 bezpośrednio z C6-8, odczyty przyrządu tańczą wokół wartości 0,02%. Nie można ominąć tego ograniczenia stosując filtr wcinający generatora GZ-118 w przypadku pomiaru sprawności kompensatora, ponieważ liczba dyskretnych wartości częstotliwości strojenia filtra 2T jest ograniczona przy niskich częstotliwościach wartościami 20, 60, 120, 200 Hz i nie pozwala na pomiar Kr na interesujących nas częstotliwościach. Dlatego niechętnie za poziom odniesienia przyjęto poziom 0,02%.

Przy częstotliwości 20 Hz przy napięciu na zaciskach prądu przemiennego 3 Vamp, co odpowiada mocy wyjściowej 0,56 W przy obciążeniu 8 omów, Kr wynosił 0,02% przy włączonym kompensatorze i 0,06% po jego wyłączeniu. Przy napięciu 10 V amperów, co odpowiada mocy wyjściowej 6,25 W, wartość Kr wynosi odpowiednio 0,02% i 0,08%, przy napięciu 20 V amperów i mocy 25 W - 0,016% i 0,11%, i przy napięciu 30 W amplitudzie i mocy 56 W - 0,02% i 0,13%.

Znając zrelaksowany stosunek producentów importowanego sprzętu do walorów napisów dotyczących mocy, a także pamiętając o cudownej, po przyjęciu zachodnich standardów, transformacji systemu akustycznego o mocy subwoofera 30 W w , długie -czasowa moc powyżej 56 W nie była dostarczana do AC.

Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 25 W Kr wynosił 0,02% i 0,12% przy włączonej / wyłączonej jednostce kompensacji, a przy mocy 56 W - 0,02% i 0,15%.

Jednocześnie sprawdzono konieczność i skuteczność pokrycia wyjściowego LPF ogólnego OOS. Przy częstotliwości 25 Hz przy mocy 56 W i połączonej szeregowo z jednym z przewodów kabla AC wyjściowego filtra dolnoprzepustowego RL-RC, podobnego do zainstalowanego w superliniowym UMZCH, Kr z włączonym kompensatorem off osiąga 0,18%. Przy częstotliwości 30 Hz przy mocy 56 W Kr 0,02% i 0,06% z jednostką kompensacji włączoną / wyłączoną. Przy częstotliwości 35 Hz przy mocy 56 W Kr wynosi 0,02% i 0,04% przy włączonej / wyłączonej jednostce kompensacji. Przy częstotliwościach 40 i 90 Hz przy mocy 56 W Kr wynosi 0,02% i 0,04% przy włączonej / wyłączonej jednostce kompensacji, a przy częstotliwości 60 Hz - 0,02% i 0,06%.

Wnioski są oczywiste. Na zaciskach AC występuje nieliniowe zniekształcenie sygnału. Pogorszenie liniowości sygnału na zaciskach AC jest wyraźnie rejestrowane wraz z jego włączeniem przez nieskompensowaną, nieosłoniętą rezystancję OOS filtra dolnoprzepustowego zawierającego 70 cm stosunkowo cienkiego przewodu. Zależność poziomu zniekształceń od mocy dostarczanej do AC sugeruje, że zależy on od stosunku mocy sygnału do mocy nominalnej wooferów AC. Zniekształcenia są najbardziej wyraźne przy częstotliwościach bliskich rezonansowej. Tylne pole elektromagnetyczne generowane przez głośniki w odpowiedzi na uderzenie sygnału audio jest bocznikowane przez sumę rezystancji wyjściowej UMZCH i rezystancji przewodów kabla AC, więc poziom zniekształceń na zaciskach AC zależy bezpośrednio od rezystancja tych przewodów i impedancja wyjściowa wzmacniacza.

Stożek słabo wytłumionego głośnika niskotonowego sam emituje alikwoty, a dodatkowo ten głośnik generuje szeroki ogon produktów harmonicznych i zniekształceń intermodulacyjnych, które odtwarza głośnik średniotonowy. Wyjaśnia to pogorszenie dźwięku przy średnich częstotliwościach.

Pomimo założenia zerowego poziomu Kr 0,02% ze względu na niedoskonałość IRI, wpływ kompensatora rezystancji kabla na zniekształcenie sygnału na AC jest wyraźnie i jednoznacznie odnotowany. Można stwierdzić, że wnioski wyciągnięte po odsłuchu działania układu kompensacyjnego na sygnale muzycznym i wyniki pomiarów instrumentalnych są w pełni zgodne.

Poprawę, która jest wyraźnie słyszalna po włączeniu czyścika do kabli, można wytłumaczyć tym, że wraz z zanikiem zniekształceń na zaciskach AC głośnik średniotonowy przestaje odtwarzać cały ten brud. Najwyraźniej zatem poprzez redukcję lub eliminację odtwarzania zniekształceń przez głośnik średniotonowy, dwuprzewodowy obwód połączeniowy prądu przemiennego, tzw. „biwiring”, gdy łącza LF i MF-HF są połączone różnymi kablami, ma przewagę w dźwięku w porównaniu z obwodem jednokablowym. Ponieważ jednak w układzie dwuprzewodowym zniekształcony sygnał na zaciskach sekcji niskotonowej AC nigdzie nie zanika, układ ten przegrywa z opcją z kompensatorem pod względem współczynnika tłumienia drgań swobodnych stożka niskotonowego.

Fizyki nie da się oszukać, a dla przyzwoitego dźwięku nie wystarczy uzyskać genialne działanie na wyjściu wzmacniacza przy aktywnym obciążeniu, ale trzeba też nie stracić liniowości po doprowadzeniu sygnału do zacisków głośnikowych. Jako część dobrego wzmacniacza absolutnie niezbędny jest kompensator wykonany zgodnie z takim lub innym schematem.

Integrator

Przetestowano również skuteczność i możliwość zmniejszenia błędu integratora DA3. W UMZCH BB ze wzmacniaczem operacyjnym TL071 napięcie wyjściowe prądu stałego mieści się w zakresie 6...9 mV i nie było możliwości obniżenia tego napięcia przez włączenie dodatkowego rezystora w nieodwracającym obwodzie wejściowym.

Efekt szumów niskoczęstotliwościowych wzmacniacza operacyjnego na wejściu DC, spowodowany pokryciem głębokiego sprzężenia zwrotnego przez obwód zależny od częstotliwości R16R13C5C6, objawia się niestabilnością napięcia wyjściowego rzędu kilku miliwoltów lub -60 dB w stosunku do napięcia wyjściowego przy znamionowej mocy wyjściowej, przy częstotliwościach poniżej 1 Hz, nieodtwarzalne głośniki.

W Internecie wspomniano o niskiej rezystancji diod ochronnych VD1 ... VD4, co rzekomo wprowadza błąd do działania integratora z powodu utworzenia dzielnika (R16 + R13) / R VD2 | VD4 .. Aby sprawdzić rezystancję wsteczną diod ochronnych, zmontowano obwód ryc. 6. Tutaj wzmacniacz operacyjny DA1 połączony zgodnie z obwodem wzmacniacza odwracającego jest objęty przez OOS przez R2, jego napięcie wyjściowe jest proporcjonalne do prądu w obwodzie badanej diody VD2 i rezystora ochronnego R2 o współczynniku 1 mV/nA, a rezystancja obwodu R2VD2 ma współczynnik 1 mV/15 GΩ. Aby wyeliminować wpływ błędów addytywnych wzmacniacza operacyjnego - napięcia polaryzacji i prądu wejściowego na wyniki pomiaru prądu upływu diody należy obliczyć jedynie różnicę między własnym napięciem na wyjściu op- wzmacniacza mierzonego bez badanej diody oraz napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego po jego zainstalowaniu. W praktyce różnica napięć wyjściowych wzmacniacza operacyjnego wynosząca kilka miliwoltów daje rezystancję wsteczną diody rzędu dziesięciu do piętnastu gigaomów przy napięciu wstecznym 15 V. Oczywiste jest, że prąd upływu nie wzrośnie ze spadkiem napięcia na diodzie do poziomu kilku miliwoltów, co jest charakterystyczne dla różnicy napięć wzmacniacza operacyjnego integratora i kompensatora .

Ale efekt fotoelektryczny tkwiący w diodach umieszczonych w szklanej obudowie naprawdę prowadzi do znacznej zmiany napięcia wyjściowego UMZCH. Po oświetleniu żarówką o mocy 60 W z odległości 20 cm stałe napięcie na wyjściu UMZCH wzrosło do 20 ... 3O mV. Chociaż jest mało prawdopodobne, aby podobny poziom oświetlenia można było zaobserwować wewnątrz obudowy wzmacniacza, kropla farby nałożona na te diody wyeliminowała zależność trybów UMZCH od oświetlenia. Zgodnie z wynikami symulacji nie obserwuje się spadku odpowiedzi częstotliwościowej UMZCH nawet przy częstotliwości 1 miliherca. Ale nie powinieneś zmniejszać stałej czasowej R16R13C5C6. Fazy ​​napięć przemiennych na wyjściach integratora i kompensatora są przeciwne, a wraz ze spadkiem pojemności kondensatorów lub rezystancji rezystorów integratora wzrost jego napięcia wyjściowego może pogorszyć kompensację rezystancja przewodów AC.

Porównanie brzmienia wzmacniacza. Dźwięk zmontowanego wzmacniacza porównano z dźwiękiem kilku zagranicznych wzmacniaczy przemysłowych. Źródłem był odtwarzacz CD firmy Cambridge Audio, przedwzmacniacz „” był używany do budowania i regulacji poziomu dźwięku terminali UMZCH, Sugden A21a i NAD C352 używały standardowych elementów sterujących.

Jako pierwszy sprawdził legendarny, oburzający i cholernie drogi angielski UMZCH „Sugden A21a”, pracujący w klasie A z mocą wyjściową 25 watów. Co ciekawe, w dokumentacji towarzyszącej VCL Brytyjczycy uznali za słuszne nie wskazywanie poziomu zniekształceń nieliniowych. Powiedzmy, że nie chodzi o zniekształcenia, ale o duchowość. „Sugden A21a>” przegrał z UMZCH BB-2010 z porównywalną mocą zarówno pod względem poziomu jak i czystości, pewności, szlachetności dźwięku na niskich częstotliwościach. Nie jest to zaskakujące, biorąc pod uwagę specyfikę jego obwodów: tylko dwustopniowy quasi-symetryczny wtórnik wyjściowy na tranzystorach o tej samej strukturze, zmontowany zgodnie z obwodami z lat 70. ubiegłego wieku o stosunkowo wysokiej rezystancji wyjściowej i elektrolitycznym kondensator włączony na wyjściu, który dodatkowo zwiększa całkowitą rezystancję wyjściową - to ostatnie rozwiązanie samo w sobie degraduje dźwięk dowolnych wzmacniaczy na niskich i średnich częstotliwościach. Na średnich i wysokich częstotliwościach UMZCH BB wykazywał większą szczegółowość, przejrzystość i doskonałe opracowanie sceniczne, kiedy śpiewacy i instrumenty można było wyraźnie zlokalizować w dźwięku. Nawiasem mówiąc, mówiąc o korelacji obiektywnych danych pomiarowych i subiektywnych odczuć dźwięku: w jednym z artykułów prasowych konkurentów Sugdena jego Kr określono na poziomie 0,03% przy częstotliwości 10 kHz.

Kolejnym był także angielski wzmacniacz NAD С352. Ogólne wrażenie było takie samo: wyraźny dźwięk „wiadra” Anglika przy niskich częstotliwościach nie pozostawiał mu żadnych szans, podczas gdy praca UMZCH BB została uznana za nienaganną. W przeciwieństwie do NADa, którego brzmienie kojarzyło się z gęstymi krzakami, wełną, watą, brzmienie BB-2010 na średnich i wysokich częstotliwościach pozwalało wyraźnie odróżnić głosy wykonawców w chórze ogólnym i instrumentów w orkiestrze. W pracy NAD C352 wyraźnie wyrażono efekt lepszej słyszalności głośniejszego wykonawcy, głośniejszego instrumentu. Jak ujął to sam właściciel wzmacniacza, w brzmieniu BB UMZCH wokaliści nie „pokrzykiwali” do siebie, a skrzypce nie walczyły w potędze dźwięku z gitarą czy trąbką, ale cała instrumenty spokojnie i harmonijnie „zaprzyjaźniają się” w ogólnym obrazie dźwiękowym melodii. Przy wysokich częstotliwościach UMZCH BB-2010, według figuratywnych audiofilów, brzmi jak „jakby rysował dźwięk cienkim, cienkim pędzlem”. Efekty te można przypisać różnicy w zniekształceniach intermodulacyjnych wzmacniaczy.

Dźwięk UMZCH Rotel RB 981 był podobny do dźwięku NAD C352, z wyjątkiem lepszej wydajności przy niskich częstotliwościach, jednak UMZCH BB-2010 pozostał poza konkurencją pod względem przejrzystości sterowania AC przy niskich częstotliwościach jak przezroczystość, delikatność dźwięku na średnich i wysokich częstotliwościach.

Najciekawsza pod względem zrozumienia mentalności audiofilów była powszechna opinia, że ​​mimo wyższości nad tymi trzema UMZCH, wnoszą do dźwięku „ciepło”, co czyni go przyjemniejszym, a UMZCH BB działa płynnie, „jest neutralny do dźwięku”.

Japoński Dual CV1460 gubił się w dźwięku zaraz po włączeniu w najbardziej oczywisty dla wszystkich sposób i nie tracił czasu na jego szczegółowe odsłuchiwanie. Jego Kr mieścił się w zakresie 0,04...0,07% przy małej mocy.

Główne wrażenia z porównania wzmacniaczy w ujęciu ogólnym były całkowicie identyczne: UMZCH BB wyprzedzał je w brzmieniu bezwarunkowo i jednoznacznie. Dlatego dalsze testy uznano za niepotrzebne. W efekcie przyjaźń wygrała, wszyscy dostali to, czego chcieli: za ciepłe, szczere brzmienie – Sugden, NAD i Rotel oraz za to, co na płycie nagrał reżyser – UMZCH BB-2010.

Osobiście lubię UMZCH o wysokiej wierności z lekkim, czystym, nieskazitelnym, szlachetnym dźwiękiem, bez wysiłku odtwarza pasaże o dowolnej złożoności. Jak ujął to mój przyjaciel audiofil z dużym doświadczeniem, wypracowuje dźwięki zestawów perkusyjnych na niskich częstotliwościach bez opcji, jak prasa, na średnich częstotliwościach brzmi tak, jakby go nie było, a na wysokich wydaje się pomaluj dźwięk cienkim pędzlem. Dla mnie niedrażniący dźwięk UMZCH BB kojarzy się z łatwością obsługi kaskad.