Схема №1

Вибір класу підсилювача . Відразу попередимо радіоаматора – робити підсилювач класу A на транзисторах ми не будемо. Причина проста - як було зазначено у вступі, транзистор посилює як корисний сигнал, а й подане нею зміщення. Простіше кажучи, посилює постійний струм. Струм цей разом із корисним сигналом потече по акустичній системі (АС), а динаміки, на жаль, вміють цей постійний струм відтворювати. Роблять вони це очевидним чином - виштовхнувши або втягнувши дифузор з нормального становища в протиприродне.

Спробуйте притиснути пальцем дифузор динаміка - і ви переконаєтеся, в який кошмар перетвориться при цьому звук, що видається. Постійний струм за своєю дією успішно замінює ваші пальці, тому динамічній голівці він абсолютно протипоказаний. Відокремити постійний струм від змінного сигналу можна тільки двома засобами - трансформатором або конденсатором, - і обидва варіанти, що називається, один гірший за інший.

Принципова схема

Схему першого підсилювача, який ми зберемо, наведено на рис. 11.18.

Це підсилювач із зворотним зв'язком, вихідний каскад якого працює в режимі В. Єдина перевага цієї схеми - простота, а також однотипність вихідних транзисторів (не потрібні спеціальні комплементарні пари). Тим не менш, вона досить широко застосовується в підсилювачах великої потужності. Ще один плюс схеми - вона не вимагає жодного налаштування, і при справних деталях запрацює одразу, а нам це зараз дуже важливо.

Розглянемо роботу цієї схеми. Сигнал, що посилюється, подається на базу транзистора VT1. Посилений цим транзистором сигнал із резистора R4 подається на базу складеного транзистора VT2, VT4, а з нього – на резистор R5.

Транзистор VT3 включений у режимі емітерного повторювача. Він посилює позитивні напівхвилі сигналу на резисторі R5 і подає через конденсатор C4 на АС.

Негативні ж напівхвилі посилює складовий транзистор VT2, VT4. При цьому падіння напруги на діоді VD1 закриває транзистор VT3. Сигнал з виходу підсилювача подається на дільник ланцюга зворотнього зв'язку R3, R6, і з нього - на емітер вхідного транзистора VT1. Таким чином, транзистор VT1 у нас і грає роль пристрою порівняння в ланцюзі зворотного зв'язку.

Постійний струм він посилює з коефіцієнтом посилення, рівним одиниці (опір конденсатора C постійному струму теоретично нескінченно), а корисний сигнал - з коефіцієнтом, рівним співвідношенню R6/R3.

Як бачимо, величина ємнісного опору конденсатора у цій формулі не враховується. Частота, починаючи з якої конденсатор при розрахунках можна знехтувати, називається частотою зрізу RC-ланцюжка. Частоту цю можна розрахувати за такою формулою

F = 1 / (R×C).

Для нашого прикладу вона буде близько 18 Гц, тобто нижчі частоти підсилювач буде посилювати гірше, ніж він міг би.

Плата . Підсилювач зібраний на платі з однобічного склотекстоліту завтовшки 1.5 мм розмірами 45×32.5 мм. Розведення друкованої плати дзеркальне зображенняі схему розташування деталей можна завантажити. Відео про роботу підсилювача у форматі MOV завантажити для перегляду можна. Хочу відразу попередити радіоаматора - звук, що відтворюється підсилювачем, записувався в ролику за допомогою вбудованого у фотоапарат мікрофона, так що говорити про якість звуку, на жаль, буде не зовсім доречно! Зовнішній виглядпідсилювача наведено на рис. 11.19.

Елементна база . При виготовленні підсилювача транзистори VT3, VT4 можна замінити будь-якими, розрахованими на напругу не менше напруги живлення підсилювача, і допустимим струмом не менше 2 А. На такий самий струм повинен бути розрахований і діод VD1.

Інші транзистори - будь-які з допустимою напругою не менше напруги живлення, і допустимим струмом не менше 100 мА. Резистори - будь-які з допустимою потужністю, що розсіюється, не менше 0.125 Вт, конденсатори - електролітичні, з ємністю, не менше зазначеної на схемі, і робочою напругою на менш напруги живлення підсилювача.

Радіатори для підсилювача . Перш ніж спробувати виготовити нашу другу конструкцію, давайте, шановний радіоаматор, зупинимося на радіаторах для підсилювача і наведемо дуже спрощену методику їх розрахунку.

По-перше, обчислюємо максимальну потужність підсилювача за формулою:

P = (U × U) / (8 × R), Вт,

де U- напруга живлення підсилювача, В; R- Опір АС (зазвичай воно становить 4 або 8 Ом, хоча бувають і винятки).

По-друге, обчислюємо потужність, що розсіюється на колекторах транзисторів, за формулою:

P рас = 0,25 × P, Вт.

По-третє, обчислюємо площу радіатора, необхідну для відведення відповідної кількості тепла:

S = 20 × P рас, см 2

По-четверте, вибираємо або виготовляємо радіатор, площа поверхні якого буде не меншою за розраховану.

Зазначений розрахунок носить дуже приблизний характер, але для радіоаматорської практики його зазвичай досить. Для нашого підсилювача при напрузі живлення 12 і опорі АС, рівним 8 Ом, «правильним» радіатором була б алюмінієва пластина розмірами 2×3 см і товщиною не менше 5 мм для кожного транзистора. Майте на увазі, що тонша пластина погано передає тепло від транзистора до країв пластини. Хочеться відразу попередити - радіатори у решті підсилювачів теж повинні бути «нормальних» розмірів. Яких саме – порахуйте самі!

Якість звучання . Зібравши схему, ви виявите, що звук підсилювача не зовсім чистий.

Причина цього - «чистий» режим класу В у вихідному каскаді, характерні спотворення якого навіть зворотний зв'язок повністю компенсувати не здатна. Заради експерименту спробуйте замінити у схемі транзистор VT1 на КТ3102ЕМ, а транзистор VT2 – на КТ3107Л. Ці транзистори мають значно більший коефіцієнт посилення, ніж КТ315Б та КТ361Б. І ви виявите, що звучання підсилювача значно покращилося, хоча все одно залишаться помітними деякі спотворення.

Причина цього також очевидна - більший коефіцієнт посилення підсилювача загалом забезпечує більшу точність роботи зворотний зв'язок, і його компенсуючий ефект.

Продовження читайте

Вихідні каскади на базі "двійок"

Як джерело сигналу будемо використовувати генератор змінного струмуз вихідним опором, що перебудовується (від 100 Ом до 10,1 кОм) з кроком 2 кОм (рис. 3). Таким чином, при випробуваннях ВК при максимальному вихідному опорі генератора (10,1 кОм) ми якоюсь мірою наблизим режим роботи піддослідних ВК до схеми з розімкнутою ООС, а в іншому (100 Ом) - до схеми із замкнутою ООС.

Основні типи складових біполярних транзисторів показані на рис. 4. Найчастіше в ВК використовується зі ставною транзистор Дарлінгтона (рис. 4 а) на базі двох транзисторів однієї провідності ("двійка" Дарлінгтона), рідше - складовий транзистор Шиклаї (рис. 4б) з двох транзисторів різної провідності з струмової негативної ОС, і ще рідше - складовий транзистор Брайстона (Bryston, рис. 4 в).
"Алмазний" транзистор - різновид складеного транзистора Шиклаї - показаний на рис. 4 р. На відміну транзистора Шиклаи, у цьому транзисторі завдяки " струмовому дзеркалу " струм колекторів обох транзисторів VT 2 і VT 3 майже однаковий. Іноді транзистор Шиклаї використовують із коефіцієнтом передачі більше 1 (рис. 4 д). У цьому випадку K П =1+ R 2/ R 1. Аналогічні схеми можна отримати і на польових транзисторах(ПТ).

1.1. Вихідні каскади на базі "двійок". " Двійка " - це двотактний вихідний каскад з транзисторами, включеними за схемою Дарлінгтона, Шиклаї чи його комбінації (квазікомлементарний каскад, Bryston та інших.). Типовий двотактний вихідний каскад на "двійці" Дарлінгтона показаний на рис. 5. Якщо емітерні резистори R3, R4 (рис. 10) вхідних транзистори VT 1, VT 2 підключити до протилежних шин живлення, то ці транзистори будуть працювати без відсічення струму, тобто в режимі класу А.

Подивимося, що дасть спарювання вихідних транзисторів для двійки "Дарлінгт" (рис. 13).

На рис. 15 наведена схема ВК, використана в одному з професійних підсилювачів.

Менш популярна у ВК схема Шіклаї (рис. 18). Спочатку розвитку схемотехніки транзисторних УМЗЧ були популярні квазікомплементарні вихідні каскади, коли верхнє плече виконувалося за схемою Дарлінгтона, а нижнє - за схемою Шиклаї. Однак у початковій версії вхідний опір плечів ВК несиметричний, що призводить до додаткових спотворень. Модифікований варіант такого ВК з діодом Баксандалла, як використаний базо - емітерний перехід транзистора VT 3, показаний на рис. 20.

Крім розглянутих "двійок", є модифікація ВК Bryston, в якій вхідні транзистори емітерним струмом керують транзисторами однієї провідності, а колекторним струмом - транзисторами іншої провідності (рис. 22). Аналогічний каскад може бути реалізований на польових транзисторах, наприклад, Lateral MOSFET (рис. 24) .

Гібридний вихідний каскад за схемою Шиклаї з польовими транзисторами як вихідні показані на рис. 28 . Розглянемо схему паралельного підсилювача на польових транзисторах (рис. 30).

В якості ефективного способупідвищення та стабілізації вхідного опору "двійки" пропонується використовувати на її вході буфер, наприклад, емітерний повторювач з генератором струму в ланцюзі емітера (рис. 32).

З розглянутих "двійок" найгіршим по девіації фази та смузі пропускання виявився ВК Шіклаї. Подивимося, що може дати такого каскаду застосування буфера. Якщо замість одного буфера використовувати два на транзисторах різної провідності, включених паралельно (рис. 35), можна очікувати подальшого поліпшення параметрів і підвищення вхідного опору. З усіх розглянутих двокаскадних схем найкраще з нелінійних спотворень показала себе схема Шиклаї з польовими транзисторами. Подивимося, що дасть встановлення паралельного буфера на її вході (рис. 37).

Параметри досліджених вихідних каскадів зведено у табл. 1 .

Аналіз таблиці дозволяє зробити такі висновки:
- будь-який ВК з "двійок" на БТ як навантаження УН погано підходить для роботи в УМЗЧ високої вірності;
- характеристики ВК з ПТ на виході мало залежать від опору джерела сигналу;
- буферний каскад на вході будь-якої з "двійок" на БТ підвищує вхідний опір, знижує індуктивну складову виходу, розширює смугу пропускання та робить параметри незалежними від вихідного опору джерела сигналу;
- ВК Шиклаї з ПТ на виході та паралельним буфером на вході (рис. 37) має найвищі характеристики (мінімальні спотворення, максимальну смугу пропускання, нульову девіацію фази у звуковому діапазоні).

Вихідні каскади на базі "трійок"

У високоякісних УМЗЧ частіше використовуються трикаскадні структури: "трійки" Дарлінгтона, Шиклаї з вихідними транзисторами Дарлінг тону, Шиклаї з вихідними транзиторами Bryston та інші комбінації. Одним з найпопулярніших вихідних каскадів в даний час є ВК на базі складового транзистора Дарлінгтона з трьох транзисторів (рис. 39). На рис. 41 показаний ВК з розгалуженням каскадів: вхідні повторювачі одночасно працюють на два каскади, які, у свою чергу, також працюють на два каскади кожен, а третій ступінь включений на загальний вихід. В результаті, на виході такого ВК працюють чотиривірні транзистори.

Схема ВК, в якій як вихідні транзистори використані складові транзистори Дарлінгтона, зображена на рис. 43. Параметри ВК на рис.43 можна значно поліпшити, якщо включити з його вході добре зарекомендував себе з " двійками " паралельний буферний каскад (рис. 44).

Варіант ВК Шикла за схемою на рис. 4 г із застосуванням складових транзисторів Bryston показаний на рис. 46 . На рис. 48 показаний варіант т ВК на транзисторах Шиклаї (рис.4 д) з коефіцієнтом передачі близько 5, в якому вхідні транзистори працюють у класі А (ланцюги термостабілізації не показані).

На рис. 51 показаний ВК структурою попередньої схеми тільки з одиничним коефіцієнтом передачі. Огляд буде неповним, якщо не зупинитись на схемі вихідного каскаду з корекцією нелінійності Хауксфорда (Hawksford), наведеною на рис. 53 . Транзистори VT 5 та VT 6 - складові транзистори Дарлінгтона.

Замінимо вихідні транзистори на польові транзистори типу Lateral (рис. 57)

За підвищення надійності підсилювачів за рахунок виключення наскрізних струмів, які особливо небезпечні при кліпуванні високочастотних сигналів, сприяють схеми антинасичення вихідних транзисторів. Варіанти таких рішень показано на рис. 58. Через верхні діоди відбувається скидання зайвого струму бази в колектор транзистора при наближенні до напруги насичення. На напругу насичення потужних транзисторів зазвичай знаходиться в межах 0,5...1,5, що приблизно збігається з падінням напруги на базо-емітерному переході. У першому варіанті (рис. 58 а) за рахунок додаткового діода в ланцюгу бази напруга емітер - колектор не доходить до напруги насичення приблизно на 0,6 В (падіння напруги на діоді). Друга схема (рис. 58б) вимагає підбору резисторів R 1 і R 2. Нижні діоди у схемах призначені для швидкого вимкнення транзисторів при імпульсних сигналах. Аналогічні рішення застосовують і у силових ключах.

Часто для підвищення якості в УМЗЧ роблять роздільне харчування, підвищене, на 10...15 В для вхідного каскаду і підсилювача на напруги і знижене для вихідного каскаду. У цьому випадку, щоб уникнути виходу з ладу вихідних транзисторів та зниження перевантаження передвихідних, необхідно використовувати захисні діоди. Розглянемо цей варіант з прикладу модифікації схеми на рис. 39. У разі підвищення вхідної напруги вище напруги живлення вихідних транзисторів відкриваються додаткові діоди VD 1, VD 2 (рис. 59), і зайвий струм бази транзисторів VT 1, VT 2 скидається на шини живлення кінцевих транзисторів. При цьому не допускається підвищення вхідного напруги вище рівнів живлення для вихідного ступеня ВК і знижується струм колектора транзисторів VT 1, VT 2.

Схеми усунення

Раніше з метою спрощення замість схеми зміщення в УМЗЧ використовувалося окреме джерело напруги. Багато з розглянутих схем, зокрема, вихідні каскади з паралельним повторювачем на вході, не потребують схем зсуву, що є їх додатковою перевагою. Тепер розглянемо типові схеми усунення, які представлені на рис. 60 , 61 .

Генератори стійкого струму. У сучасних УМЗЧ широко використовується ряд типових схем: диференціальний каскад (ДК), відбивач струму (" струмове дзеркало "), схема зсуву рівня, каскод (з послідовним і паралельним живленням, останній також називають "ламаним каскодом"), генератор стабільного струму (ГСТ) та ін. правильне застосування дозволяє значно підвищити технічні характеристикиУМЗЛ. Оцінку параметрів основних схем ГСТ (рис. 62 – 6 6) зробимо за допомогою моделювання. Виходитимемо з того, що ГСТ є навантаженням УН і включений паралельно ВК. Досліджуємо його властивості за допомогою методики, аналогічної до досліджень ВК.

Відбивачі струму

Розглянуті схеми ГСТ - це варіант динамічного навантаження для однотактного УН. В УМЗЧ з одним диференціальним каскадом (ДК) для організації зустрічного динамічного навантаження в УН використовують структуру "струмового дзеркала" або, як його ще називають, "відбивача струму" (ВІД). Ця структура УМЗЧ була притаманна підсилювачів Холтона, Хафлера та інших. Основні схеми відбивачів струму наведено на рис. 67 . Вони можуть бути як з одиничним коефіцієнтом передачі (точніше, близьким до 1), так і з більшим або меншим одиниці (масштабні відбивачі струму). В підсилювачі напруги струм ВІД знаходиться в межах 3...20 мА: Тому випробуваємо всі ВІД при струмі, наприклад, близько 10 мА за схемою рис. 68.

Результати випробувань наведено в табл. 3 .

Як приклад реального підсилювача пропонується схема підсилювача потужності S. BOCK , опублікована в журналі Радіомир, 201 1 № 1, с. 5 – 7; №2, с. 5 - 7 Radiotechnika №№ 11, 12/06

Метою автора було побудова підсилювача потужності, придатного як озвучування " простору " під час передніх заходів, так дискотек. Звичайно, хотілося, щоб він уміщався в корпусі порівняно невеликих габаритів та легко транспортувався. Ще одна вимога до нього – доступність комплектуючих. Прагнучи досягти якості Hi-Fi, я вибрав комплементарно-симетричну схему вихідного каскаду. Максимальна вихідна потужність підсилювача була задана лише на рівні 300 Вт (на навантаженні 4 Ом). За такої потужності вихідна напругастановить приблизно 35 В. Отже для УМЗЧ необхідно двополярна напруга живлення в межах 2x60 В. Схема підсилювача наведена на рис. 1 . УМЗЧ має асиметричний вхід. Вхідний каскад утворюють два диференціальні підсилювачі.

А. ПЕТРОВ, Радіомир, 201 1 №№ 4 - 12

Підсилювачі потужності призначені для передачі великих потужностей сигналу без спотворень в низькоомне навантаження. Зазвичай є вихідними каскадами багатокаскадних підсилювачів. Основним завданням РОЗУМ є виділення в навантаженні можливо більшої потужності сигналу, посилення напруги в ньому є другорядним фактором.

Основними завданнями при проектуванні РОЗУМ є:

◆ забезпечення режиму узгодження вихідного опору РОЗУМ з навантаженням з метою передачі в навантаження максимальної потужності;

◆ досягнення мінімальних нелінійних спотворень сигналу;

◆ отримання максимального ККД.

РОЗУМ класифікуються за:

◆ способу посилення - на однотактні та двотактні;

◆ способу узгодження - на трансформаторні та безтрансформаторні;

◆ класу посилення – на класи A, B, AB, C, D.

Як методи проектування можуть застосовуватися:

◆ графоаналітичні (побудова ДХ тощо);

◆ за усередненими параметрами.

Для всіх розглянутих раніше підсилювальних каскадів передбачалося. Що вони працюють у режимі класу А. Вибір робочої точки спокою, наприклад для БТ, (див. малюнок 2.10) проводиться таким чином, щоб вхідний сигнал повністю поміщався на лінійній ділянці вхідний ВАХ транзистора, а значення I б 0 розташовувалося на середині цієї лінійної ділянки. На вихідний ВАХ транзистора в режимі класу А робоча точка ( I до 0, U до 0) розташовується на середині навантажувальної прямої так, щоб амплітудні значення сигналів не виходили за межі навантажувальної прямої, де зміни струму колектора прямо пропорційні змінам струму бази. Оскільки режим А характерний роботою транзисторів на майже лінійних ділянках своїх ВАХ, то РОЗУМ у цьому режимі матиме мінімальні НІ (звичайно K Г≤1%).

При роботі в режимі класу А транзистор постійно перебуває у відкритому стані, отже, кут відсічення (половина часу за період, протягом якого транзистор відкритий) φ ост= 180 °. Споживання потужності джерела живлення відбувається будь-якої миті, тому каскади, які у режимі класу А, характеризуються невисоким ККД (в ідеалі - 50%, реально - (35...45)%). Режим посилення класу А в РОЗУМ застосовується у тих випадках, коли необхідні мінімальні НІ, а потужність та ККД не мають вирішального значення.

Більш потужні варіанти вихідних каскадів працюють у режимі класу В, що характеризується φ ост= 90 ° (рисунок 4.1).

Рисунок 4.1. Режим клас B

У режимі спокою транзистор закритий і споживає потужності від джерела живлення, а відкривається лише протягом половини періоду вхідного сигналу. Відносно невелика споживана потужність дозволяє отримати в РОЗУМ класу B значення ККД до 70%. Режим класу В зазвичай застосовується у двотактних РОЗУМ. Основний недолік РОЗУМ класу B - великий рівень НІ ( K Г≤10%).

Режим класу АВ займає проміжне значення між режимами класу А і В і застосовується у двотактних РОЗУМ. У режимі спокою через транзистор протікає невеликий струм спокою I до 0 (рисунок 4.2), що виводить основну частину робочої напівхвилі вхідного гармонійного сигналу на ділянку ВАХ відносно малою нелінійністю.

Рисунок 4.2. Режим класу AB

Кут відсічення в режимі класу АВ досягає (120 ... 130) °, ККД і НІ - середні між значеннями для режимів класів А і В.

У режимі класу C транзистор замкнений зсувом U см(Рисунок 4.3), φ ост=90°, тому РОЗУМ класу З економічніші, ніж РОЗУМ класу У.

Рисунок 4.3. Режим клас C

Однак у режимі класу С великі НІ, тому клас С застосовується, в основному, в генераторах та резонансних підсилювачах, де вищі гармонічні складові відфільтровуються резонансним контуромв ланцюзі навантаження.

В потужних підсилювачах- Перетворювачі знаходять застосування режим класу D або ключовий режим роботи підсилювальних елементів. Цей режим, у поєднанні з широтно-імпульсною модуляцією, дозволяє потужні економічні РОЗУМ, в т.ч. та для систем звукової трансляції.

Таким чином, активний елемент в РОЗУМ може працювати як без відсікання струму (клас А), так і з відсіченням (класи АВ, В, С, D). Клас посилення визначається положенням робочої точки в режимі спокою.

В якості однотактних безтрансформаторних РОЗУМ можуть бути застосовані вже розглянуті каскади з ОЕ (ОІ) та ОК (ОС), виконані на потужних БТ або ПТ, причому емітерний (і стоковий) повторювач ефективний при низькоомному (порядку одиниць Ом) навантаженні. Основний недолік таких каскадів - у режимі погодження з навантаженням ККД 25%.

Однотактні трансформаторні РОЗУМ мають ККД≤50% за рахунок оптимального узгодження з навантаженням за допомогою трансформатора (рисунок 4.4).

Рисунок 4.4. Однотактний трансформаторний РОЗУМ

Опір навантаження по змінному струму дорівнює:

R н ≈ ≈ R н· n²,

де n - коефіцієнт трансформації, n=U 1 /U 2 .

Даний каскад знаходить обмежене застосування в сучасній схемотехніці РОЗУМ через ряд істотних недоліків:

◆ малого ККД;

◆ великих частотних спотворень за рахунок трансформатора;

◆ великих НІ за рахунок струму підмагнічування трансформатора;

◆ неможливості реалізації у вигляді ІМС.

Трансформаторні РОЗУМ докладно описані в класичних підручниках з УУ, наприклад, в.

Двотактні УМ через можливість використання режимів АВ, В, С і D характеризуються кращими енергетичними показниками. На малюнку 4.5 наведено схему двотактного РОЗУМ з трансформаторним зв'язком .

Рисунок 4.5. Двотактний трансформаторний РОЗУМ

При роботі даного РОЗУМУ в режимі класу, ланцюг резистора R б2 відсутній. Трансформатор Tp 1 здійснює узгодження входу РОЗУМ з джерелом сигналу, трансформатор Tp 2 узгодить вихідний опір РОЗУМ з опором навантаження. Трансформатор Tp 1 виконує ще й функції фазоінвертора (див. малюнку 4.5 фазування його обмоток).

Посилення сигналу в розглянутому РОЗУМ відбувається в два такти роботи пристрою. Перший такт супроводжується посиленням позитивної напівхвилі гармонійного сигналу за допомогою транзистора VT 2 , другий - посиленням негативної напівхвилі гармонійного сигналу за допомогою VT 1 .

Графічний та енергетичний розрахунок двотактного трансформаторного РОЗУМ двотактного досить повно представлені в класичних підручниках з підсилювальних пристроїв, наприклад, . Енергетичний розрахунок показує, що ККД такого РОЗУМ реально досягає близько 70%, що приблизно в 1,5 рази більше ніж у однотактних РОЗУМ.

При виборі типу для РОЗУМ слід враховувати ту обставину, що на колекторі закритого транзистора діє напруга, що дорівнює приблизно 2 E до, що пояснюється підсумовуванням E дота напруги на секції первинної обмотки Tp 2 .

Внаслідок того, що кожен транзистор пропускає струм тільки для однієї напівхвилі гармонійного сигналу, режим класу характеризується кращим використанням транзистора по струму.

Як зазначалося вище, відсутність струму спокою в РОЗУМ класу У призводить до появи значних НІ. Внаслідок нелінійності вхідних ВАХ, вихідний сигнал у двотактному РОЗУМ класу має перехідні спотворення типу "сходинки" (рисунок 4.6).

Малюнок 4.6. Спотворення сигналу в двотактному трансформаторному РОЗУМ

Зменшення НІ можливе шляхом переходу до режиму класу АВ (див. малюнки 4.2 та 4.6). Т.к. Токи спокою в режимі класу АВ малі, то вони практично не впливають на енергетичні показники РОЗУМ.

Оскільки трансформатор є дуже "незручним" елементом при виконанні РОЗУМ у вигляді ІМС і вносить суттєві спотворення у вихідний сигнал підсилювача, РОЗУМ з трансформаторами знаходять обмежене застосування в сучасній схемотехніці УУ.

У сучасній електроніці найширше застосовуються безтрансформаторні двотактні РОЗУМ . Такі РОЗУМ мають добрі масогабаритні показники і просто реалізуються у вигляді ІМС.

Можлива побудова двотактних безтрансформаторних РОЗУМ за структурною схемою, показаною на малюнку 4.7.

Рисунок 4.7. Структурна схема РОЗУМ з використанням ФІ

Тут ФІ - фазоінверсний каскад попереднього посилення (драйвер), РОЗУМ - двотактний каскад посилення потужності.

Як драйвер може використовуватися каскад із розділеною навантаженням (Рисунок 4.8).

Рисунок 4.8. Каскад із розділеним навантаженням

Можна показати, що за , .

Незважаючи на такі переваги, як простота та малі частотні та нелінійні спотворення, каскад з розділеним навантаженням знаходить обмежене застосування через малого K 0 та різних R вихщо призводить до несиметричності АЧХ виходів в областях ВЧ та НЧ

Набагато частіше застосовуються ФІ на основі диференціального каскаду (ДК) (рис. 4.9).

Рисунок 4.9. Фазоінверсний каскад на основі ДК

ДК будуть розглянуті далі, поки що зазначимо, що через R епротікатиме подвоєний струм спокою транзисторів VT1 і VT2 і, отже, номінал резистора R еу схемі фазоінверсного каскаду зменшується вдвічі проти розрахунком каскаду з ОЭ.

При розгляді, наприклад, лівої половини фазоінверсного каскаду видно, що в ланцюзі емітера транзистора VT1 (включеного з ОЕ) присутній R еі паралельно йому вхідний опір транзистора VT2 (включеного з ПРО), R вхОБ≈1/S 0 .

Зазвичай беруть R е>>R вхОБ(або замінюють R ееквівалентом високоомного опору у вигляді джерела стабільного струму, яке буде розглянуто в подальшому разом з ДК), тому можна підставити замість R осу вираз для глибини ПООСТ (див. підрозділ 3.2) R вхОБ:

A = 1+ S 0 · R вхОБ ≈ 1 + S 0 /S 0 = 2

Отже, можна вважати, що у фазоінверсному каскаді присутній ПООСТ із глибиною, що дорівнює двом. Зважаючи на те, що щодо емітера VT2 транзистор VT1 включений за схемою з ОК, неважко показати, що при ідентичності параметрів транзисторів K 01 ≈K 02 ≈K 0/2, тобто. коефіцієнти передачі за напругою плечей фазоінверсного каскаду на основі ДК рівні половині коефіцієнта передачі каскаду з ОЕ.

Досить широко застосовується ФІ на компліментарних транзисторах, варіант схеми якого представлений малюнку 4.10.

Рисунок 4.10. ФІ на компліментарних БТ

Використання компліментарної пари транзисторів VT1 і VT2, що мають різну провідність, але однакові параметри (наприклад, КТ315-КТ361, КТ502-КТ503, КТ814-КТ815 та ін) дозволяє інвертувати фазу вхідного сигналу на 180° на першому виході.

Крім розглянутих вище каскадів, як фазоінверсні також застосовуються каскади з ОЕ, включені згідно з структурною схемою, показаною на малюнку 4.11. Зазначимо, що ФІ, побудований за такою схемою, має розбаланс АЧХ та ФЧХ виходів.

Малюнок 4.11. ФІ на основі каскадів з ОЕ

Як вихідний каскад РОЗУМ, що підключається до виходів ФІ, може використовуватися каскад, один з різновидів якого наведено на малюнку 4.12.

Малюнок 4.12. Вихідний каскад РОЗУМ з ФІ

У цьому каскаді можливе використання режимів класів, АВ, З. До переваг каскаду слід віднести можливість використання потужних транзисторів одного типу провідності. При використанні двополярного джерела живлення можливе безпосереднє підключення навантаження, що дозволяє уникнути роздільного конденсатора на виході, який зазвичай має велику ємність і габарити і, отже, важко реалізуємо в мікровиконанні.

Загалом, в РОЗУМ, виконаних за структурною схемою, представленою на малюнку 4.7, не досягнемо високого ККД внаслідок необхідності застосування у ФІ режиму класу А.

Набагато кращими параметрами мають двотактні безтрансформаторні РОЗУМ, виконані на компліментарних транзисторах. Такі РОЗУМ прийнято називати бустерами . Розрізняють бустери напруги та струму. Оскільки посилення напруги зазвичай здійснюється попередніми каскадами багатокаскадного підсилювача, а навантаження РОЗУМ, як правило, низькоомне, то найбільшого поширення набули вихідні каскади у вигляді бустера струму.

На малюнку 4.13 наведено схему найпростішого варіанту бустера струму класу В на компліментарних транзисторах та двополярним живленням.

Малюнок 4.13. Токовий бустер класу В

При подачі на вхід бустера позитивної напівхвилі гармонійного вхідного сигналу відкривається транзистор VT1 і через навантаження потече струм. При подачі на вхід бустера негативної напівхвилі вхідного гармонійного сигналу відкривається транзистор VT2 і через потіче навантаження струм в протилежному напрямку. Таким чином, на Rнбуде формуватися вихідний сигнал.

Включення транзисторів з ОК дозволяє отримати мінімальний вихідний опір, що необхідно для узгодження з низькоомним навантаженням для передачі максимальної вихідної потужності. Великий вхідний опір дозволяє добре узгодити каскад з попереднім підсилювачемнапруги. За рахунок 100% ПООСН K 0 ≈1.

Завдяки використанню двополярного джерела живлення можливий гальванічний зв'язок каскаду з навантаженням, що уможливлює застосування струмових бустерів в підсилювачах. постійного струму. Крім того, ця обставина є дуже сприятливою при реалізації бустера у вигляді ІМС.

Істотним недоліком розглянутого бустера є великі НІ ( K Г>10%), як і обмежує його практичне використання. Вільним від цього недоліку є струмовий бустер класу АВ, схема якого наведена малюнку 4.14.

Малюнок 4.14. Токовий бустер класу АВ

Початкові струми спокою баз транзисторів тут задаються за допомогою резисторів R б1 і R б2 а також діодів VD 1 і VD 2 . При інтегральному виконанні як діоди використовуються транзистори в діодному включенні. Нагадаємо, що падіння напруги на прямозміщеному діоді Δφ≈0,7, а в кремнієвих ІМС за допомогою діодів здійснюється параметрична термостабілізація (див. підрозділ 2.6). Опір R согл вводиться для кращого узгодження з попереднім каскадом підсилювача.

При позитивній напівхвилі вхідного гармонійного сигналу діод VD 1 підзапирається і на базі VT 1 "відстежуватиметься вхідний потенціал, що призведе до його відмикання та формування на опорі навантаження позитивної напівхвилі вихідного гармонічного сигналу. При негативній напівхвилі вхідного гармонійного сигналу працює VD 2 і VT 2 і навантаженні формується негативна напівхвиля вихідного гармонійного сигналу.

Для збільшення вихідної потужності можуть бути використані бустери на складових транзисторах, включених за схемою Дарлінгтона (рисунок 4.15), у якій коефіцієнт передачі струму дорівнює добутку коефіцієнтів передачі струму бази транзисторів VT 1 і VT 2 причому можлива однокристальна реалізація даної структури, наприклад, складовий тран КТ829.

Малюнок 4.15. Схема Дарлінгтона

З польових транзисторів в РОЗУМ більш придатні МОП-транзистори з індукованими каналами n- і p-типу, що мають такий же характер зсуву в ланцюгу затвор-витік, як і в біполярних, але мають більш лінійну вхідну ВАХ, що призводить до меншого рівня ВАХ. Схема РОЗУМ на ПТ зазначеного типу наведена малюнку 4.16.

Малюнок 4.16. РОЗУМ на ПТ

У даному каскаді введена позитивна ОС харчування шляхом включення резистора R св послідовно з R с. В ціль aвихідна напруга подається через конденсатор і служить "вольтодобавкою", що збільшує напругу живлення передконечного каскаду в той півперіод, який струм транзистора VT 1 зменшується. Це дозволяє зняти з нього достатню амплітуду напруги, необхідну для управління кінцевим повторюваним джерелом, підвищує вихідну потужність і ККД підсилювача. Аналогічна схема "вольтодобавки" застосовується і в РОЗУМ на БТ.

Широке застосування знаходять РОЗУМ, у яких як попередні каскади застосовані операційні підсилювачі. На рисунках 4.17а б наведені відповідні схеми РОЗУМ режимів класу В і АВ.

Малюнок 4.17. РОЗУМ на основі операційних підсилювачів

Дані приклади ілюструють ще один напрямок у розробці РОЗУМ - застосування загальної ООС, що служить, зокрема, для зниження рівня НІ.

Більше докладний описсхем РОЗУМ міститься в .

- Сусід запарив по батареї стукати. Зробив музику голосніше, щоб його не чути.
(З фольклору аудіофілів).

Епіграф іронічний, але аудіофіл зовсім не обов'язково "хворий на всю голову" з фізіономією Джоша Ернеста на брифінгу з питань відносин з РФ, якого "пре" тому, що сусіди "щасливі". Хтось хоче слухати серйозну музику вдома, як у залі. Якість апаратури для цього потрібна така, яка у любителів децибел гучності як таких просто не міститься там, де у розсудливих людей розум, але в останніх він за розум заходить від цін на відповідні підсилювачі (УМЗЧ, підсилювач потужності звукової частоти). А у когось попутно виникає бажання долучитися до корисних та захоплюючих сфер діяльності – техніки відтворення звуку та взагалі електроніки. Які у вік цифрових технологій нерозривно пов'язані і можуть стати високоприбутковою та престижною професією. Оптимальний у всіх відносинах перший крок у цій справі – зробити підсилювач своїми руками: саме УМЗЧ дозволяє з початковою підготовкою на базі шкільної фізики на тому самому столі пройти шлях від найпростіших конструкцій на піввечора (які, тим не менш, непогано «співають») до найскладніших агрегатів, через які із задоволенням зіграє і хороша рок-група.Мета цієї публікації – висвітлити перші етапи цього шляху для початківців і, можливо, повідомити щось нове досвідченим.

Найпростіші

Отже, спочатку спробуємо зробити підсилювач звуку, який просто працює. Щоб ґрунтовно вникнути в звукотехніку, доведеться поступово освоїти досить багато теоретичного матеріалу та не забувати у міру просування збагачувати багаж знань. Але будь-яка розумність засвоюється легше, коли бачиш і мацаєш, як вона працює в залозі. У цій статті далі теж без теорії не обійдеться - у тому, що потрібно знати спочатку і що можна пояснити без формул і графіків. А поки що достатньо буде вміння і користуватися мультитестером.

Примітка:якщо ви досі не паяли електроніку, врахуйте її компоненти не можна перегрівати! Паяльник – до 40 Вт (краще 25 Вт), максимально допустимий час паяння без перерви – 10 с. Паяний висновок для тепловідведення утримується в 0,5-3 см від місця паяння з боку корпусу приладу медичним пінцетом. Кислотні та ін. Активні флюси застосовувати не можна! Припій - ПОС-61.

Ліворуч на рис.- Найпростіший УМЗЧ, «який просто працює». Його можна зібрати як на германієвих, так і кремнієвих транзисторах.

На цій крихті зручно освоювати ази налагодження УМЗЧ з безпосередніми зв'язками між каскадами, що дають найчистіший звук.

• Перед першим увімкненням живлення навантаження (динамік) відключаємо;
• Замість R1 впаюємо ланцюжок із постійного резистора на 33 кОм та змінного (потенціометра) на 270 кОм, тобто. перший прим. вчетверо меншого, а другий прим. удвічі більшого номіналу проти вихідного за схемою;
• Подаємо живлення і, обертаючи двигун потенціометра, у точці, позначеній хрестиком, виставляємо вказаний струм колектора VT1;
• Знімаємо харчування, випоюємо тимчасові резистори та заміряємо їх загальний опір;
• Як R1 ставимо резистор номіналу зі стандартного ряду, найближчого до виміряного;
• Замінюємо R3 на ланцюжок постійний 470 Ом + потенціометр 3,3 кОм;
• Так само, як за пп. 3-5, в т. а виставляємо напругу, що дорівнює половині напруги живлення.

Точка а, звідки знімається сигнал навантаження це т. зв. середня точка підсилювача. В УМЗЧ з однополярним харчуванням у ній виставляють половину його значення, а в УМЗЧ у двополярному живленні – нуль щодо загального дроту. Це називається регулюванням балансу підсилювача. У однополярних УМЗЧ з ємнісною розв'язкою навантаження відключати її на час налагодження не обов'язково, але краще звикати робити це рефлекторно: розбалансований 2-полярний підсилювач з підключеним навантаженням здатний спалити свої ж потужні та дорогі вихідні транзистори, а то й «новий, хороший» і дорогий потужний динамік.

Примітка:компоненти, що вимагають підбору при налагодженні пристрою в макеті, на схемах позначаються або зірочкою (*), або штрих-апостроф (').

У центрі на тому ж мал. – простий УМЗЛна транзисторах, що розвиває потужність до 4-6 Вт на навантаженні 4 Ом. Хоч і працює він, як і попередній, у т. зв. класі AB1, не призначеному для Hi-Fi озвучування, але якщо замінити парою таких підсилювач класу D (див. далі) в дешевих китайських комп'ютерних колонках, їх звучання помітно покращується. Тут дізнаємося про ще одну хитрість: потужні вихідні транзистори потрібно ставити на радіатори. Компоненти, що потребують додаткового охолодження, на схемах обводяться пунктиром; правда, далеко не завжди; іноді – із зазначенням необхідної площі, що розсіює тепловідведення. Налагодження цього УМЗЧ – балансування за допомогою R2.

Справа на рис.- Ще не монстр на 350 Вт (як був показаний на початку статті), але вже цілком солідний звірюга: простий підсилювач на транзисторах потужністю 100 Вт. Музику через нього можна слухати, але не Hi-Fi, клас роботи – AB2. Проте для озвучування майданчика для пікніка або зборів на відкритому повітрі, шкільного актового чи невеликого торгового залу він цілком придатний. Аматорський рок-гурт, маючи за таким УМЗЧ на інструмент, може успішно виступати.

У цьому УМЗЧ виявляються ще дві хитрощі: по-перше, в дуже потужних підсилювачах каскад розгойдування потужного виходу теж потрібно охолоджувати, тому VT3 ставлять на радіатор від 100 кв. див. Для вихідних VT4 та VT5 потрібні радіатори від 400 кв. див. По-друге, УМЗЧ із двополярним харчуванням зовсім без навантаження не балансуються. То один, то інший вихідний транзистор йде у відсічення, а пов'язаний у насичення. Потім на повному напрузі живлення стрибки струму при балансуванні здатні вивести з ладу вихідні транзистори. Тому для балансування (R6, здогадалися?) підсилювач запитують від +/-24 В, а замість навантаження включають дротяний резистор 100...200 Ом. До речі, закорючки у деяких резисторах на схемі – римські цифри, що позначають їхню необхідну потужність розсіювання тепла.

Примітка:джерело живлення для цього УМЗЧ потрібне потужністю від 600 Вт. Конденсатори фільтра, що згладжує – від 6800 мкФ на 160 В. Паралельно електролітичним конденсаторам ІП включаються керамічні по 0,01 мкФ для запобігання самозбудження на ультразвукових частотах, здатного миттєво спалити вихідні транзистори.

На польовиках

На слід. Рис. – ще один варіант досить потужного УМЗЧ (30 Вт, а при напрузі живлення 35 В – 60 Вт) на потужних польових транзисторах:

Звук від нього вже тягне вимоги до Hi-Fi початкового рівня(якщо, зрозуміло, УМЗЧ працює на соотв. акустичні системи, АС). Потужні польовики не вимагають великої потужності для розгойдування, тому і передпотужного каскаду немає. Ще потужні польові транзистори за жодних несправностей не спалюють динаміки – самі швидше згоряють. Теж неприємно, але все-таки дешевше, ніж міняти дорогу басову голівку гучномовця. Балансування і взагалі налагодження цього УМЗЧ не потрібні. Недолік у нього, як у конструкції для початківців, всього один: потужні польові транзистори багато дорожчі за біполярні для підсилювача з такими ж параметрами. Вимоги до ІП - аналогічні перед. випадку, але потужність його потрібна від 450 Вт. Радіатори – від 200 кв. див.

Примітка:не треба будувати потужні УМЗЧна польових транзисторах імпульсних джерел живлення, напр. комп'ютерні. При спробах "загнати" їх в активний режим, необхідний для УМЗЧ, вони або просто згорають, або звук дають слабкий, а за якістю "ніякий". Те саме стосується потужних високовольтних біполярних транзисторів, напр. з малої розгортки старих телевізорів.

Відразу нагору

Якщо ви вже зробили перші кроки, то цілком природним буде бажання збудувати УМЗЧ класу Hi-Fi, не вдаючись надто глибоко в теоретичні нетрі.Для цього доведеться розширити приладовий парк – потрібен осцилограф, генератор звукових частот (ГЗЧ) та мілівольтметр змінного струму з можливістю вимірювання постійної складової. Прототипом для повторення краще взяти УМЗЧ Е. Гумелі, докладно описаний у «Радіо» №1 за 1989 р. Для його побудови знадобиться трохи недорогих доступних компонентів, але якість задовольняє дуже високим вимогам: потужність до 60 Вт, смуга 20-20 000 Гц, нерівномірність АЧХ 2 дБ, коефіцієнт нелінійних спотворень (КНД) 0,01%, рівень власних шумів -86 дБ. Проте налагодити підсилювач Гумелі досить складно; якщо ви з ним впораєтеся, можете братися за будь-яку іншу. Втім, деякі з відомих нині обставин набагато спрощують налагодження цього УМЗЧ, див. нижче. Маючи на увазі це й те, що до архівів «Радіо» пробратися не всім вдається, доречно буде повторити основні моменти.

Схеми простого високоякісного УМЗЧ

Схеми УМЗЧ Гумелі та специфікація до них дано на ілюстрації. Радіатори вихідних транзисторів – від 250 кв. див. для УМЗЧ за рис. 1 та від 150 кв. див. для варіанта за рис. 3 (нумерація оригінальна). Транзистори передвихідного каскаду (КТ814/КТ815) встановлюються на радіатори зігнуті з алюмінієвих пластин 75х35 мм товщиною 3 мм. Замінювати КТ814/КТ815 на КТ626/КТ961 не варто, звук помітно не покращується, але налагодження серйозно утруднюється.

Цей УМЗЧ дуже критичний до електроживлення, топології монтажу та загальної, тому налагоджувати його потрібно у конструктивно закінченому вигляді та лише зі штатним джерелом живлення. При спробі запитати від стабілізованого ІП вихідні транзистори згоряють одразу. Тож на рис. дано креслення оригінальних друкованих платта вказівки щодо налагодження. До них можна додати, що, по-перше, якщо при першому включенні помітний «збуд», з ним борються, змінюючи індуктивність L1. По-друге, висновки встановлюваних на плати деталей повинні бути не довшими за 10 мм. По-третє, міняти топологію монтажу вкрай небажано, але, якщо дуже треба, на боці провідників обов'язково має бути рамковий екран (земляна петля, виділена кольором на мал.), а доріжки електроживлення повинні проходити поза нею.

Примітка:розриви в доріжках, до яких підключаються основи потужних транзисторів – технологічні, для налагодження, після чого запаюються краплями припою.

Налагодження цього УМЗЧ багато спрощується, а ризик зіткнутися з «збудком» у процесі користування зводиться до нуля, якщо:

• Мінімізувати міжблоковий монтаж, помістивши плату на радіаторах потужних транзисторів.
• Повністю відмовитися від роз'ємів усередині, виконавши весь монтаж лише пайкою. Тоді не потрібні будуть R12, R13 у потужному варіанті або R10 R11 у менш потужному (на схемах вони пунктирні).
• Використовувати для внутрішнього монтажу аудіопроводу із безкисневої міді мінімальної довжини.

За виконання цих умов із порушенням проблем немає, а налагодження УМЗЧ зводиться до рутинної процедури, описаної на рис.

Провід для звуку

Аудіопроводу не вигадка. Необхідність їх застосування нині безсумнівна. У міді з домішкою кисню на гранях кристаллітів металу утворюється найтонша плівочка оксиду. Оксиди металів напівпровідники і якщо струм у дроті слабкий без постійної складової, його форма спотворюється. За ідеєю, спотворення на міріадах кристаллітів повинні компенсувати один одного, але зовсім небагато (схоже, обумовлена ​​квантовими невизначеностями) залишається. Достатня, щоб бути поміченою вимогливими слухачами на тлі найчистішого звукусучасних УМЗЛ.

Виробники та торговці без сорому сумління підсовують замість безкисневої звичайну електротехнічну мідь – відрізнити одну від іншої на око неможливо. Однак є сфера застосування, де підробка не відбувається однозначно: кабель кручена парадля комп'ютерних мереж. Покласти сітку з довгими сегментами «леварем», вона або зовсім не запуститься, або постійно глючить. Дисперсія імпульсів, чи розумієш.

Автор, коли тільки ще пішли розмови про аудіопроводи, зрозумів, що, в принципі, це не порожня балаканина, тим більше, що безкисневі дроти на той час вже давно використовувалися в техніці спецпризначення, з якою він за родом діяльності був добре знайомий. Взяв тоді і замінив штатний шнур своїх навушників ТДС-7 саморобним із «вітухи» із гнучкими багатожильними проводами. Звук, на слух, стабільно покращав для наскрізних аналогових треків, тобто. на шляху від студійного мікрофона до диска, що ніде не піддавалися оцифровці. Особливо яскраво зазвучали записи на вінілі, зроблені за технологією DMM (Direct Meta lMastering, безпосереднє нанесення металу). Після цього міжблоковий монтаж всього домашнього аудіо був перероблений на «вітушний». Тоді поліпшення звучання стали відзначати і випадкові люди, до музики байдужі і наперед не повідомлені.

Як зробити міжблочні дротиз крученої пари, див. відео.

Відео: міжблокові дроти з витої пари своїми руками

На жаль, гнучка «вітуха» скоро зникла з продажу – погано трималася в обтисканих роз'ємах. Однак, до уваги читачів, тільки з безкисневої міді робиться гнучкий «військовий» провід МГТФ та МГТФЕ (екранований). Підробка неможливе, т.к. на звичайній міді стрічкова фторопластова ізоляція досить швидко розповзається. МГТФ зараз є в широкому продажу і коштує набагато дешевше фірмових, з гарантією, аудіопроводів. Недолік у нього один: його неможливо виконати розквітленим, але це можна виправити бирками. Є також і безкисневі обмотувальні дроти, див.

Теоретична інтермедія

Як бачимо, вже спочатку освоєння звукотехніки нам довелося зіткнутися з поняттям Hi-Fi (High Fidelity), висока вірність відтворення звуку. Hi-Fi бувають різних рівнів, які ранжуються слідом. основним параметрам:

1. Смузі відтворюваних частот.
2. Динамічному діапазону - відношенню в децибелах (дБ) максимальної (пікової) вихідної потужності до рівня власних шумів.
3. Рівнем власних шумів у дБ.
4. Коефіцієнту нелінійних спотворень (КНД) на номінальній (довготривалій) вихідній потужності. КНД на пікової потужності приймається 1% або 2% залежно від методики вимірювань.
5. Нерівномірності амплітудно-частотної характеристики (АЧХ) у смузі відтворюваних частот. Для АС – окремо на низьких (НЧ, 20-300 Гц), середніх (СЧ, 300-5000 Гц) та високих (ВЧ, 5000-20 000 Гц) звукових частотах.

Примітка:відношення абсолютних рівнів будь-яких величин I (дБ) визначається як P(дБ) = 20lg(I1/I2). Якщо I1

Всі тонкощі та нюанси Hi-Fi потрібно знати, займаючись проектуванням та будівництвом АС, а що стосується саморобного Hi-Fi УМЗЧ для дому, то, перш ніж переходити до таких, потрібно чітко усвідомити собі вимоги до їхньої потужності, необхідної для озвучування даного приміщення. динамічного діапазону (динаміки), рівня власних шумів та КНІ. Домогтися від УМЗЧ смуги частот 20-20 000 Гц із завалом на краях по 3 дБ та нерівномірністю АЧХ на СЧ у 2 дБ на сучасній елементній базі не становить великих складнощів.

Гучність

Потужність УМЗЧ не самоціль, вона повинна забезпечувати оптимальну гучність відтворення звуку у приміщенні. Визначити її можна за кривими рівної гучності, див. мал. Природних шумів у житлових приміщеннях тихіше 20 дБ немає; 20 дБ це лісова глуш у повний штиль. Рівень гучності в 20 дБ щодо порога чутності – це поріг виразності – шепіт розібрати ще можна, але музика сприймається лише як факт її наявності. Досвідчений музикант може визначити який інструмент грає, але що саме – ні.

40 дБ - нормальний шум добре ізольованої міської квартири в тихому районі або заміського будинку - є поріг розбірливості. Музику від порога виразності до порога розбірливості можна слухати за наявності глибокої корекції АЧХ, насамперед, по басах. Для цього в сучасні УМЗЧ вводять функцію MUTE (приглушка, мутація, не мутація!), Що включає соотв. коригувальні ланцюги в УМЗЛ.

90 дБ – рівень гучності симфонічного оркестру у дуже гарному концертному залі. 110 дБ може видати оркестр розширеного складу в залі з унікальною акустикою, яких у світі не більше 10, це поріг сприйняття: звуки голосніше сприймаються ще як помітний за змістом із зусиллям волі, але дратівливий шум. Зона гучності в житлових приміщеннях 20-110 дБ становить зону повної чутності, а 40-90 дБ – зону найкращої чутності, в якій непідготовлені та недосвідчені слухачі цілком сприймають сенс звуку. Якщо, звісно, ​​він у ньому є.

Потужність

Розрахунок потужності апаратури за заданою гучністю в зоні прослуховування чи не основне і найважче завдання електроакустики. Для себе в умовах краще йти від акустичних систем (АС): розрахувати їх потужність за спрощеною методикою, та прийняти номінальну (довготривалу) потужність УМЗЧ рівної пікової (музичної) АС. У разі УМЗЧ не додасть помітно своїх спотворень до таких АС, вони й так основне джерело нелінійності в звуковому тракті. Але й робити УМЗЧ занадто потужним годі було: у разі рівень його власних шумів може бути вище порога чутності, т.к. вважається він від рівня напруги вихідного сигналу максимальної потужності. Якщо вважати вже зовсім просто, то для кімнати звичайної квартири або будинку і АС з нормальною чутливістю (звуковою віддачею) можна прийняти слід. значення оптимальної потужності УМЗЧ:

• До 8 кв. м – 15-20 Вт.
• 8-12 кв. м – 20-30 Вт.
• 12-26 кв. м – 30-50 Вт.
• 26-50 кв. м – 50-60 Вт.
• 50-70 кв. м – 60-100 Вт.
• 70-100 кв. м - 100-150 Вт.
• 100-120 кв. м - 150-200 Вт.
• Понад 120 кв. м – визначається розрахунком за даними акустичних вимірів дома.

Динаміка

Динамічний діапазон УМЗЧ визначається за кривими рівної гучності та пороговими значеннями для різних ступенів сприйняття:

1. Симфонічна музика та джаз із симфонічним супроводом – 90 дБ (110 дБ – 20 дБ) ідеал, 70 дБ (90 дБ – 20 дБ) прийнятно. Звук з динамікою 80-85 дБ у міській квартирі не відрізнить від ідеального жодний експерт.
2. Інші серйозні музичні жанри - 75 дБ відмінно, 80 дБ "вище даху".
3. Попса будь-якого роду та саундтреки до фільмів – 66 дБ за очі вистачить, т.к. Дані опуси вже при записі стискаються за рівнями до 66 дБ і навіть до 40 дБ, щоб можна було слухати на чому завгодно.

Динамічний діапазон УМЗЧ, правильно обраного для цього приміщення, вважають рівним його рівню власних шумів, взятому зі знаком +, це т.зв. відношення сигнал/шум.

КНІ

Нелінійні спотворення (НІ) УМЗЧ - це складові спектра вихідного сигналу, яких не було у вхідному. Теоретично НІ найкраще «заштовхати» під рівень власних шумів, але технічно це дуже важко реалізувати. Насправді беруть до уваги т. зв. ефект маскування: на рівнях гучності нижче прим. 30 дБ діапазон сприйманих людським вухом частот звужується, як і здатність розрізняти звуки за частотою. Музиканти чують ноти, але оцінити тембр звуку не можуть. Люди без музичного слуху ефект маскування спостерігається вже на 45-40 дБ гучності. Тому УМЗЧ з КНД 0,1% (-60 дБ від рівня гучності в 110 дБ) оцінить як Hi-Fi рядовий слухач, а з КНД 0,01% (-80 дБ) можна вважати таким, що не спотворює звук.

Лампи

Останнє твердження, можливо, викличе неприйняття, аж до затятого, у адептів лампової схемотехніки: мовляв, справжній звук дають тільки лампи, причому не просто якісь, а окремі типи октальних. Заспокойтеся, панове – особливий ламповий звук не фікція. Причина – різні спектри спотворень у електронних ламп і транзисторів. Які, своєю чергою, обумовлені тим, що у лампі потік електронів рухається у вакуумі і квантові ефекти у ній виявляються. Транзистор прилад квантовий, там неосновні носії заряду (електрони і дірки) рухаються в кристалі, що без квантових ефектів взагалі неможливо. Тому спектр лампових спотворень короткий і чистий: у ньому чітко простежуються лише гармоніки до 3-ї – 4-ї, а комбінаційних складових (сум та різниць частот вхідного сигналу та їх гармонік) дуже мало. Тому за часів вакуумної схемотехніки КНД називали коефіцієнтом гармонік (КГ). У транзисторів спектр спотворень (якщо вони виміряні, застереження випадкова, див. нижче) простежується аж до 15-ї і більш високих компонент, і комбінаційних частот у ньому хоч відбавляй.

Спочатку твердотільної електроніки конструктори транзисторних УМЗЧ брали для них звичний «ламповий» КНІ в 1-2%; звук із ламповим спектром спотворень такої величини рядовими слухачами сприймається як чистий. Між іншим, і самого поняття Hi-Fi тоді ще не було. Виявилося – звучать тьмяно та глухо. У процесі розвитку транзисторної техніки виробилося розуміння, що таке Hi-Fi і що для нього потрібно.

В даний час хвороби зростання транзисторної техніки успішно подолані і побічні частоти на виході хорошого УМЗЧ важко уловлюються спеціальними методами вимірювань. А лампову схемотехніку можна вважати, що перейшла в розряд мистецтва. Його основа може бути будь-якою, чому ж електроніці туди не можна? Тут доречною буде аналогія з фотографією. Ніхто не зможе заперечувати, що сучасна цифрозеркалка дає картинку незмірно більш чітку, докладну, глибоку за діапазоном яскравостей і кольору, ніж фанерна скринька з гармошкою. Але хтось крутим Никоном "клацає фотки" типу "це мій жирний кішок нажрався як гад і дрихне розкинувши лапи", а хтось Сміною-8М на свемовську ч/б плівку робить знімок, перед яким на престижній виставці товпиться народ.

Примітка:і ще раз заспокойтесь – не все так погано. На сьогодні у лампових УМЗЧ малої потужності залишилося принаймні одне застосування і не останньої важливості, для якого вони технічно необхідні.

Досвідчений стенд

Багато любителів аудіо, щойно навчившись паяти, тут же «йдуть у лампи». Це в жодному разі не заслуговує на осуд, навпаки. Інтерес до витоків завжди виправданий і корисний, а електроніка стала на лампах. Перші ЕОМ були ламповими, і бортова електронна апаратура перших космічних апаратів теж була лампової: транзистори тоді вже були, але не витримували позаземної радіації. Між іншим, тоді під найсуворішим секретом створювалися і лампові мікросхеми! На мікролампах із холодним катодом. Єдина відома згадка про них у відкритих джерелах є в рідкісній книзі Митрофанова та Пікерсгіля «Сучасні приймально-підсилювальні лампи».

Але вистачить лірики до діла. Для любителів повозитися з лампами на мал. - Схема стендового лампового УМЗЧ, призначеного саме для експериментів: SA1 перемикається режим роботи вихідної лампи, а SA2 - напруга живлення. Схема добре відома в РФ, невелика доопрацювання торкнулася лише вихідного трансформатора: тепер можна не тільки «ганяти» в різних режимах рідну 6П7С, а й підбирати для інших ламп коефіцієнт включення екранної сітки в ультралінійному режимі; для переважної більшості вихідних пентодів та променевих тетродів він або 0,22-0,25, або 0,42-0,45. Про виготовлення вихідного трансформатора див.

Гітаристам та рокерам

Це той випадок, коли без ламп не обійтися. Як відомо, електрогітара стала повноцінним солюючим інструментом після того, як попередньо посилений сигнал зі звукознімача стали пропускати через спеціальну приставку – фьюзер – навмисне спотворюючу його спектр. Без цього звук струни був дуже різким і коротким, т.к. електромагнітний звукознімач реагує лише на моди її механічних коливань у площині деки інструменту.

Незабаром виявилася неприємна обставина: звучання електрогітари з фьюзером набуває повної сили і яскравості тільки на великих гучностях. Особливо це проявляється для гітар зі звукознімачем типу хамбакер, що дає «злий» звук. А як бути початківцю, змушеному репетирувати вдома? Не йти ж до зали виступати, не знаючи точно, як там зазвучить інструмент. І просто любителям року хочеться слухати улюблені речі в повному соку, а рокери народ загалом пристойний і неконфліктний. Принаймні ті, кого цікавить саме рок-музика, а не антураж із епатажем.

Так ось, виявилося, що фатальний звук виникає на рівнях гучності, прийнятних для житлових приміщень, якщо УМЗЧ ламповий. Причина – специфічна взаємодія спектра сигналу з фьюзера з чистим та коротким спектром лампових гармонік. Тут знову доречна аналогія: ч/б фото може бути виразніше кольорового, т.к. залишає для перегляду лише контур та світло.

Тим, кому ламповий підсилювач потрібен не для експериментів, а в силу технічної необхідності довго освоювати тонкощі лампової електроніки дозвілля, вони іншим захоплені. УМЗЧ у такому разі краще робити безтрансформаторний. Точніше – з однотактним узгоджуючим вихідним трансформатором, який працює без постійного підмагнічування. Такий підхід набагато спрощує та прискорює виготовлення найскладнішого та найвідповідальнішого вузла лампового УМЗЧ.

"Безтрансформаторний" ламповий вихідний каскад УМЗЧ та попередні підсилювачі до нього

Справа на рис. дана схема безтрансформаторного вихідного каскаду лампового УМЗЧ, а зліва – варіанти попереднього підсилювача для нього. Вгорі - з регулятором тембру за класичною схемою Баксандала, що забезпечує досить глибоке регулювання, але вносить невеликі фазові спотворення сигнал, що може бути істотно при роботі УМЗЧ на 2-смугову АС. Внизу – підсилювач із регулюванням тембру простіше, що не спотворює сигнал.

Але повернемося до «оконечника». У ряді зарубіжних джерел ця схема вважається одкровенням, однак ідентична їй, за винятком ємності електролітичних конденсаторів, виявляється в радянському «Довіднику радіоаматора» 1966 р. Товстезна книжища на 1060 сторінок. Не було тоді інтернету та баз даних на дисках.

Там, праворуч на рис., коротко, але ясно описані недоліки цієї схеми. Удосконалена, із того ж джерела, дана на слід. Рис. праворуч. У ній екранна сітка Л2 запитана від середньої точки анодного випрямляча (анодна обмотка силового трансформатора симетрична), а екранна сітка Л1 через навантаження. Якщо замість високоомних динаміків включити узгоджувальний трансформатор із звичайним динаміком, як у перед. схемою, вихідна потужність скласти бл. 12 Вт, т.к. активний опір первинної обмотки трансформатора набагато менше 800 Ом. КНИ цього кінцевого каскаду з трансформаторним виходом – прим. 0,5%

Як зробити трансформатор?

Головні вороги якості потужного сигнального НЧ (звукового) трансформатора - магнітне поле розсіювання, силові лінії якого замикаються, обходячи магнітопровід (сердечник), вихрові струми в магнітопроводі (струми Фуко) і, меншою мірою - магнітострикція в сердечнику. Через це явище недбало зібраний трансформатор «співає», гуде або пищить. Зі струмами Фуко борються, зменшуючи товщину пластин магнітопроводу і додатково ізолюючи їх лаком при складанні. Для вихідних трансформаторів оптимальна товщина пластин – 0,15 мм, максимально допустима – 0,25 мм. Брати для вихідного трансформатора пластини тонше не слід: коефіцієнт заповнення керна (центрального стрижня магнітопроводу) сталлю впаде, перетин магнітопроводу для отримання заданої потужності доведеться збільшити, через що спотворення і втрати в ньому тільки зростуть.

У сердечнику звукового трансформатора, що працює з постійним підмагнічуванням (напр., анодним струмом однотактного вихідного каскаду), повинен бути невеликий (визначається розрахунком) немагнітний зазор. Наявність немагнітного зазору, з одного боку, зменшує спотворення сигналу постійного підмагнічування; з іншого - в магнітопроводі звичайного типу збільшує поле розсіювання і вимагає осердя більшого перерізу. Тому немагнітний зазор потрібно розраховувати на оптимум і виконувати якомога точніше.

Для трансформаторів, що працюють з підмагнічуванням, оптимальний тип сердечника – із пластин Шп (просічених), поз. 1 на рис. Вони немагнітний зазор утворюється при просічці керна і тому стабільний; його величина вказується у паспорті на пластини або заміряється набором щупів. Поле розсіювання мінімальне, т.к. бічні гілки, якими замикається магнітний потік, цілісні. З пластин Шп часто збирають і осердя трансформаторів без підмагнічування, т.к. пластини Шп роблять із високоякісної трансформаторної сталі. У такому разі сердечник збирають вперекришку (пластини кладуть просіканням то в один, то в інший бік), а його перетин збільшують на 10% проти розрахункового.

Трансформатори без підмагнічування краще мотати на сердечниках УШ (зменшеної висоти із розширеними вікнами), поз. 2. Вони зменшення поля розсіювання досягається з допомогою зменшення довжини магнітного шляху. Оскільки пластини УШ доступніші за Шп, з них часто набирають і сердечники трансформаторів з підмагнічуванням. Тоді збирання сердечника ведуть накрити: збирають пакет із Ш-пластин, кладуть смужку непровідного немагнітного матеріалу товщиною у величину немагнітного зазору, накривають ярмом з пакета перемичок і стягують все разом обоймою.

Примітка:"Звукові" сигнальні магнітопроводи типу ШЛМ для вихідних трансформаторів високоякісних лампових підсилювачів мало придатні, у них велике поле розсіювання.

На поз. 3 дана схема розмірів осердя для розрахунку трансформатора, на поз. 4 конструкція каркаса обмоток, але в поз. 5 – викроювання його деталей. Що ж до трансформатора для «безтрансформаторного» вихідного каскаду, його краще робити на ШЛМме вперекришку, т.к. підмагнічування мізерно мало (струм підмагнічування дорівнює струму екранної сітки). Головне завдання тут - зробити обмотки якомога компактніше з метою зменшення поля розсіювання; їхній активний опір все одно вийде набагато менше 800 Ом. Що більше вільного місця залишиться у вікнах, то краще вийшов трансформатор. Тому обмотки мотають виток до витка (якщо немає намотувального верстата, це маєта жахлива) з якомога тоншого дроту, коефіцієнт укладання анодної обмотки для механічного розрахунку трансформатора беруть 0,6. Обмотковий провід - марок ПЕТВ або ПЕММ, у них жила безкиснева. ПЕТВ-2 або ПЕММ-2 брати не треба, у них від подвійного лакування збільшений зовнішній діаметр і поле розсіювання буде більшим. Первинну обмотку мотають першою, т.к. саме її поле розсіювання найбільше впливає звук.

Залізо цього трансформатора потрібно шукати з отворами в кутах пластин і стяжними скобами (див. рис. справа), т.к. "для повного щастя" складання магнітопроводу проводиться в слід. порядку (зрозуміло, обмотки з висновками та зовнішньою ізоляцією повинні бути вже на каркасі):

1. Готують розбавлений вдвічі акриловий лак або, по-старому, шеллак;
2. Пластини з перемичками швидко покривають лаком з одного боку і якнайшвидше, не придушуючи сильно, вкладають у каркас. Першу пластину кладуть лакованою стороною всередину, наступну – нелакованою стороною до першої лакованої і т.д;
3. Коли вікно каркасу заповниться, накладають скоби та туго стягують болтами;
4. Через 1-3 хв, коли видавлювання лаку із зазорів мабуть припиниться, додають пластин знову до заповнення вікна;
5. Повторюють пп. 2-4, доки вікно не буде туго набите сталлю;
6. Знову туго стягують сердечник та сушать на батареї тощо. 3-5 діб.

Зібраний за такою технологією сердечник має дуже хорошу ізоляцію пластин та заповнення сталлю. Втрат на магнітострикцію взагалі не виявляється. Але врахуйте - для сердечників їх пермалоя дана методика не застосовна, т.к. від сильних механічних впливів магнітні властивості пермалою незворотно погіршуються!

На мікросхемах

УМЗЧ на інтегральних мікросхемах (ІМС) роблять найчастіше ті, кого влаштовує якість звуку до середнього Hi-Fi, але більш приваблює дешевизна, швидкість, простота складання та повна відсутність будь-яких налагоджувальних процедур, які потребують спеціальних знань. Просто підсилювач на мікросхемах – оптимальний варіант для «чайників». Класика жанру тут - УМЗЧ на ІМС TDA2004, що стоїть на серії, дай бог пам'яті, вже років 20, зліва на рис. Потужність – до 12 Вт на канал, напруга живлення – 3-18 В однополярна. Площа радіатора – від 200 кв. див. для максимальної потужності. Гідність – здатність працювати на дуже низькоомне, до 1,6 Ом, навантаження, що дозволяє знімати повну потужність при живленні від бортової мережі 12 В, а 7-8 Вт – при 6-вольтовому живленні, наприклад, на мотоциклі. Однак вихід TDA2004 у класі В некомплементарний (на транзисторах однакової провідності), тому звучок точно не Hi-Fi: КНІ 1%, динаміка 45 дБ.

Більш сучасна TDA7261 звук дає не краще, але потужніше, до 25 Вт, т.к. верхня межа напруги живлення збільшена до 25 В. Нижня, 4,5 В, все ще дозволяє запитуватись від 6 В бортмережі, тобто. TDA7261 можна запускати практично від усіх бортмереж, крім літакової 27 В. За допомогою навісних компонентів (обв'язки, праворуч на рис.) TDA7261 може працювати в режимі мутування та з функцією St-By (Stand By, чекати), що переводить УМЗЧ у режим мінімального енергоспоживання за відсутності вхідного сигналу протягом певного часу. Зручності коштують грошей, тому для стерео потрібна буде пара TDA7261 із радіаторами від 250 кв. див. для кожної.

Примітка:Якщо вас чимось приваблюють підсилювачі з функцією St-By, врахуйте – чекати від них динаміки ширше за 66 дБ не варто.

«Надекономічна» по живленню TDA7482, ліворуч на рис., що працює у т. зв. клас D. Такі УМЗЧ іноді називають цифровими підсилювачами, що неправильно. Для справжнього оцифровки з аналогового сигналу знімають відліки рівня з частотою квантування, не менше ніж удвічі більшої найвищої з відтворюваних частот, величина кожного відліку записується на заваді стійким кодом і зберігається для подальшого використання. УМЗЧ класу D – імпульсні. Вони аналог безпосередньо перетворюється на послідовність широтно-модулированных імпульсів (ШИМ) високої частоти, що й подається на динамік через фільтр низьких частот (ФНЧ).

Звук класу D з Hi-Fi не має нічого спільного: КНІ в 2% і динаміка в 55 дБ для УМЗЧ класу D вважаються дуже добрими показниками. І TDA7482 тут, треба сказати, вибір не оптимальний: інші фірми, що спеціалізуються на класі D, випускають ІМС УМЗЧ дешевше і вимагають меншої обв'язки, напр., D-УМЗЧ серії Paxx, праворуч на рис.

З TDAшек слід відзначити 4-канальну TDA7385, див. рис., на якій можна зібрати хороший підсилювач для колонок до середнього Hi-Fi включно, з поділом частот на 2 смуги або для системи з сабвуфером. Розфільтрування НЧ і СЧ-ВЧ у тому й іншому випадку проводиться у разі входу на слабкому сигналі, що спрощує конструкцію фільтрів і дозволяє глибше розділити лінії. А якщо акустика сабвуферна, то 2 канали TDA7385 можна виділити під суб-УНЧ мостової схеми (див. нижче), а решта 2 задіяти для СЧ-ВЧ.

УМЗЧ для сабвуфера

Сабвуфер, що можна перекласти як «підбасовик» або, дослівно, «підгавкувач» відтворює частоти до 150-200 Гц, у цьому діапазоні людські вуха практично не здатні визначити напрямок джерела звуку. В АС із сабвуфером «підбасовий» динамік ставлять у готельне акустичне оформлення, це і є сабвуфер як такий. Сабвуфер розміщують, в принципі, як зручніше, а стереоефект забезпечується окремими СЧ-ВЧ каналами зі своїми малогабаритними АС, до акустичного оформлення яких особливо серйозних вимог не висувається. Знавці сходяться на тому, що стерео краще все ж таки слухати з повним поділом каналів, але сабвуферні системи істотно економлять кошти або працю на басовий тракт і полегшують розміщення акустики в малогабаритних приміщеннях, чому і користуються популярністю у споживачів зі звичайним слухом і не особливо вимогливих.

«Просочування» СЧ-ВЧ в сабвуфер, а з нього в повітря сильно псує стерео, але, якщо різко «обрубати» підбаси, що, до речі, дуже складно і дорого, то виникне дуже неприємний на слух ефект перескоку звуку. Тому розфільтрування каналів у сабвуферних системах провадиться двічі. На вході електричними фільтрами виділяються СЧ-ВЧ із басовими «хвостиками», які не перевантажують СЧ-ВЧ тракт, але забезпечують плавний перехід на підбас. Баси з СЧ «хвостиками» поєднуються і подаються на окремий УМЗЧ для сабвуфера. Дофільтровуються СЧ, щоб не псувалося стерео, в сабвуфері вже акустично: підбасовий динамік, ставлять, напр., в перегородку між резонаторними камерами сабвуфера, що не випускають СЧ назовні, див.

До УМЗЧ для сабвуфера пред'являється ряд специфічних вимог, у тому числі «чайники» головним вважають можливо більшу потужність. Це неправильно, якщо, скажімо, розрахунок акустики під кімнату дав для однієї колонки пікову потужність W, то потужність сабвуфера потрібна 0,8(2W) чи 1,6W. Напр. якщо для кімнати підходять АС S-30, то сабвуфер потрібен 1,6х30 = 48 Вт.

Набагато важливіше забезпечити відсутність фазових та перехідних спотворень: підуть вони – перескок звуку обов'язково буде. Що стосується КНД, то він допустимо до 1% Власні спотворення басів такого рівня не чутно (див. криві рівної гучності), а «хвости» їх спектра в найкраще чутної СЧ області не виберуться із сабвуфера назовні.

Щоб уникнути фазових і перехідних спотворень, підсилювач для сабвуфера будують за т. зв. бруківці: виходи 2-х ідентичних УМЗЧ включають зустрічно через динамік; сигнали на входи подаються у протифазі. Відсутність фазових та перехідних спотворень у бруківці обумовлено повною електричною симетрією шляхів вихідного сигналу. Ідентичність підсилювачів, що утворюють плечі моста, забезпечується застосуванням спарених УМЗЧ на ІМС, виконаних на одному кристалі; це, мабуть, єдиний випадок, коли підсилювач на мікросхемах кращий за дискретний.

Примітка:потужність мостового УМЗЧ не подвоюється, як думають деякі, вона визначається напругою живлення.

Приклад схеми мостового УМЗЧ для сабвуфера до 20 кв. м (без вхідних фільтрів) на ІМС TDA2030 наведено на рис. ліворуч. Додаткове відфільтрування СЧ здійснюється ланцюгами R5C3 та R’5C’3. Площа радіатора TDA2030 – від 400 кв. див. У мостових УМЗЧ з відкритим виходом є неприємна особливість: при розбалансі мосту в струмі навантаження з'являється постійна складова, здатна вивести з ладу динамік, а схеми захисту підбасів часто глючать, відключаючи динамік, коли не треба. Тому краще захистити дорогу НЧ голівку "дубово", неполярними батареями електролітичних конденсаторів (виділено кольором, а схема однієї батареї дана на врізанні).

Трохи про акустику

Акустичне оформлення сабвуфера – особлива тема, але якщо тут дано креслення, то потрібні й пояснення. Матеріал корпусу – МДФ 24 мм. Труби резонаторів - з досить міцного пластику, що не дзвінить, напр., поліетилену. Внутрішній діаметр труб – 60 мм, виступи всередину 113 мм у великій камері та 61 у малій. Під конкретну головку гучномовця сабвуфер доведеться переналаштувати за найкращим басом і, одночасно, за найменшим впливом на стереоефект. Для налаштування труби беруть свідомо більшу довжину і, засуваючи-висуваючи, домагаються необхідного звучання. Виступи труб назовні на звук не впливають, потім їх відрізають. Налаштування труб взаємозалежне, так що повозитися доведеться.

Підсилювач для навушників

Підсилювач для навушників роблять своїми руками найчастіше з 2-х причин. Перша – слухання «на ходу», тобто. поза домом, коли потужності аудіовиходу плеєра або смартфона не вистачає для розгойдування «гудзиків» або «лопухів». Друга – для висококласних домашніх навушників. Hi-Fi УМЗЧ для звичайної житлової кімнати потрібен з динамікою до 70-75 дБ, але динамічний діапазон найкращих сучасних стереонавушників перевищує 100 дБ. Підсилювач з такою динамікою коштує дорожче за деякі автомобілі, а його потужність буде від 200 Вт у каналі, що для звичайної квартири занадто багато: прослуховування на сильно заниженій проти номінальної потужності псує звук, див. вище. Тому має сенс зробити малопотужний, але з гарною динамікою окремий підсилювач саме для навушників: ціни на побутові УМЗЧ із такою доважкою завищені явно безглуздо.

Схема найпростішого підсилювача навушників на транзисторах дана на поз. 1 рис. Звук - хіба що для китайських «ґудзичок», працює в класі B. Економічності теж не відрізняється - 13-мм літієвих батарейок вистачає на 3-4 години при повній гучності. На поз. 2 - TDAшна класика для навушників "на хід". Звук, втім, дає цілком пристойний, до середнього Hi-Fi, дивлячись за параметрами оцифровки треку. Аматорським удосконаленням обв'язки TDA7050 немає числа, але переходу звуку на наступний рівень класності поки не досяг ніхто: сама «мікруха» не дозволяє. TDA7057 (поз. 3) просто функціональніший, можна підключати регулятор гучності на звичайному, не здвоєному потенціометрі.

УМЗЧ для навушників на TDA7350 (поз. 4) розрахований вже на розгойдування хорошої індивідуальної акустики. Саме на цій ІМС зібрані підсилювачі для навушників у більшості побутових УМЗЧ середнього та високого класу. УМЗЧ для навушників на KA2206B (поз. 5) вважається вже професійним: його максимальної потужності в 2,3 Вт вистачає і для розгойдування таких серйозних ізодинамічних «лопухів», як ТДС-7 та ТДС-15.

Загальновідомо, що якість звучання будь-якого звуковідтворювального комплексу залежить від параметрів підсилювача потужності звукової частоти (УМЗЧ). До цього часу опубліковано безліч варіантів транзисторних УМЗЧ, що відрізняються часом дуже високими якісними показниками, проте пошук нових схемних рішень, що дозволяють ще більшою мірою наблизити звучання звуковідтворювальних пристроїв до природного, триває. У цій статті розглянуто деякі шляхи вдосконалення УМОЗ на сучасній елементній базі.

Незважаючи на різноманітність схем транзисторних УМЗЧ, принципи їх побудови практично одні й ті ж. Подібно до сучасних інтегральних ОУ вони, як правило, двокаскадні (рис. 1). Основне посилення за напругою забезпечують перші два каскади. Вихідний каскад - найчастіше потужний повторювач напруги, тому дана конфігурація УМЗЧ і отримала назву двокаскадної.

Критерієм якості УМЗЧ є характер і величина спотворень, що вносяться ним. Спробуємо класифікувати відомі нині спотворення сигналу ЗЧ.

Насамперед звернемо увагу на те, неідеальністю яких характеристик викликаний той чи інший їхній вигляд. З цією метою розділимо спотворення на статичні та динамічні (див. рис. 2). Перші обумовлені нелінійністю статичних передавальних характеристик каскадів УМЗЧ (наприклад, нелінійністю вхідних і вихідних характеристик підсилювальних елементів, що використовуються), другі - неідеальністю їх перехідних характеристик, під якими розуміється реакція підсилювачі на стрибок вхідної напруги. Статичні спотворення, у свою чергу, можна поділити на гармонійні, що виражаються у зміні форми вихідного сигналу певної частоти, і інтермодуляції, що проявляються в збагаченні спектра вихідного сигналу комбінаційними складовими.

Статичні інтермодуляційні спотворення можуть бути амплітудними та фазовими (обумовлені відповідно взаємною амплітудною та фазовою модуляцією вхідних сигналів). Динамічні спотворення також можна розділити на гармонічні та інтермодуляції. У першому випадку йдеться про спотворення форми вхідного синусоїдального сигналу, коли його амплітуда і частота перевищують критичні значення, що визначаються максимальною швидкістю наростання вихідної напруги. Якщо ж за цих умов на вході УМЗЧ є ще й сигнали інших частот, то з'являються умови для виникнення і сильних інтермодуляційних спотворень.

Як вже було сказано, динамічні спотворення залежать, зокрема, від такого параметра, як швидкість наростання вихідного сигналу V u , яка пов'язана з максимальною частотою f посилюється сигналу максимальної амплітуди співвідношенням V u =2πf BU m , де U m - максимальна амплітуда вихідного напруги. Якщо врахувати, що вихідна синусоїдальна потужність P=U m 2 /2R H , де R H - опір навантаження, можна отримати V u =2πf в √2PR н.

Оцінимо необхідну для неспотвореного звуковідтворення швидкість наростання вихідної напруги, якщо, наприклад, всі спектральні складові сигналу, що посилюється, лежать нижче 20 кГц, а потужність підсилювача на навантаженні опором 4 Ом дорівнює 100 Вт. У цьому випадку відповідно до наведеної вище формули V u =3,6 В/мкс. Подальше збільшення швидкості наростання на динамічні спотворення у смузі звукових частот Практично впливає .

Наведена класифікація зручна тим, що дозволяє найповніше охарактеризувати спотворення, що вносяться підсилювачем. Слід пам'ятати, що це види спотворень взаємопов'язані. Наприклад, зміна коефіцієнта гармонік неминуче позначиться на интермодуляционных спотвореннях тощо.

Людське вухо найбільш чутливе до інтермодуляційних спотворень. Їхня помітність значною мірою залежить від виду музичної програми. Психоакустичні дослідження показали, що висококваліфіковані експерти починали помічати зміни в характері звучання фортепіано, як тільки середньоквадратичне значення інтермодуляційних спотворень досягало 0,003% (!). Для порівняння вкажемо, що поріг помітності спотворення звучання хору – 0,03 %, скрипки – приблизно 0,3 %.

Розглянемо тепер шляхи вдосконалення окремих каскадів УМЗЧ для побудови пристрою з мінімальними спотвореннями.

Вхідний каскад визначає такі важливі параметри УМЗЧ, як напруга змішування «нуля» (постійна складова вихідної напруги підсилювача) та її температурну стабільність. Від схемотехнічного рішення цього каскаду багато в чому залежать максимальна швидкістьнаростання вихідної напруги та відношення сигнал/шум. Переважна більшість сучасних УМЗЧ вхідний каскад - диференціальний. Вимоги щодо нього визначаються видом ООС, що охоплює весь УМЗЧ. Порівняємо інвертуючий (з паралельною ООС) та неінвертуючий (з послідовною ООС) підсилювачі. Коефіцієнт посилення неінвертуючого підсилювача (рис. 3, а) K U = 1 + R3 / R2, інвертуючого (рис. 3, б) K U = R3 / R2. Перевага неінвертуючого підсилювача - високий вхідний опір, який обмежений у нього опором резисторі R1(200 кОм), у той час як у інвертуючого підсилювача воно практично дорівнює опору резистора R2 (10 кОм).

Для усунення впливу синфазної складової і зниження спотворень підсилювача, що не вертає, слід підвищувати вихідний опір джерела струму і підбирати в диференціальний каскад пару транзисторів з можливо ближчими параметрами. У тих випадках, коли величина синфазної складової досягає декількох вольт, замість звичайного однотранзисторного джерела струму доцільно використовувати більш досконале джерело струму на двох транзисторах VT5, VT6 (рис. 4) (3, 7). К159НТ1 транзистори якої мають близькі значення статичного коефіцієнта h 21Е і напруг емітер-база. О. Резистори R5, R9 також сприяють зменшенню динамічних спотворень.

Основним способом поліпшення якісних показників УМЗЧ залишається введення глибокої ООС, що можливо за досить великого коефіцієнта посилення вихідного (без ООС) підсилювача. Посилення ж типового вхідного диференціального каскаду становить 10...26 дБ. Збільшити його можна, замінивши пасивне навантаження в колекторних ланцюгах транзисторів VT1, VT2 (рис. 4) активним. Її функції може виконувати так зване «струмове дзеркало» (рис. 5, а) або «струмове дзеркало» із стежить ООС (рис. 5, б). Неважко помітити, що в останньому випадку напруга між базою і колектором транзистора VT2" дорівнює напрузі на емітерному переході транзистора VT3" Завдяки цьому падіння напруги на ділянці емітер-колектор транзистора VT2" не перевищує 1,3...1,4 В між емітером і колектором транзистора VT1 залежить від каскаду посилення напруги, але і воно, як правило, не перевищує 3 В. Все це дозволяє використовувати в «струмовому дзеркалі» транзистори з малою допустимою напругою колектор-емітер, зокрема, транзисторну збірку КТС310.

Слід зазначити, що для реалізації великого посилення, яке здатне забезпечити диференціальний каскад з таким навантаженням, вхідний опір каскаду, що слідує за ним, повинен бути досить високим.

У вхідному каскаді за схемою на рис. 4 можна використовувати транзистори КТ312В. КТ315В. КТ315Г і КТ3102Б та транзисторні матриці серії К198 (К198НТ1-К198НТ4). Стабілітрон VD1 можна замінити на КС139А, VD3 – на КС175А або КС168А (в останньому випадку опір резистора R7 необхідно зменшити відповідно до 3,3 або 3 ком, а резистора R3 – збільшити до 3,9 ком). Стабістор VD2 можна замінити одним-двома послідовно включеними кремнієвими діодами, транзистор VT3 (рис. 5 б) - транзистором КТ3107Б, КТ3108А, КТ3108В, КТ313А, КТ313Б.

Експериментальні дослідження типового підсилювача (рис. 1) показали, що вхідний каскад і підсилювач напруги вносять приблизно рівний внесок у інтермодуляційні спотворення УМЗЧ. Авторами був випробуваний неінвертуючий УМЗЧ із коефіцієнтом інтермодуляційних спотворень 0,1 %. Введення у його вхідний каскад двотранзисторного джерела струму (рис. 4) дозволило знизити ці спотворення у 3...4 рази.

Підсилювач напруги робить основний внесок у коефіцієнт посилення УМЗЧ із розімкнутою ООС. Він повинен забезпечувати максимальну амплітуду вихідної напруги при мінімальних гармонічних та інтермодуляційних спотвореннях, а для узгодження з вхідним каскадом, що працює на активне навантаження, мати досить високий вхідний опір. У типових УМЗЧ функції підсилювача напруги виконує каскад на біполярному транзисторі, включеному за схемою ОЕ (рис. 1). Джерело струму GI2 відіграє роль динамічного навантаження та сприяє збільшенню максимальної амплітуди вихідного сигналу. Відзначимо основні недоліки такого підсилювача напруги.

Почнемо з того, що вихідні характеристики транзистора, включеного за схемою ОЕ, суттєво нелінійні, оскільки його колекторний струм визначається в цьому випадку не тільки струмом бази, але значною мірою напругою колектор-емітер, яке в підсилювачах напруги змінюється на величину розмаху вихідного сигналу . Ефект модуляції колекторного струму напругою колектор-емітер призводить до значних гармонійних спотворень (до 10% і більше).

Відомо також, що нелінійність вхідних характеристик транзистора в аналізованому включенні призводить до сильної залежності вхідного опору каскаду від напруги, що подається на його вхід, а оскільки ця напруга є вихідним для попереднього каскаду, характер навантаження вхідного каскаду стає нелінійним.

І, нарешті, ємність колекторного переходу транзистора, включеного за схемою ОЕ, також змінюється в такт з коливаннями напруги на колекторі, внаслідок чого частота зрізу підсилювача, що лінійно залежить від сумарної ємності колекторного переходу та конденсатора С1 (див. рис. 1), стає залежною від вихідної напруги цього каскаду. Модуляція ж частоти зрізу вихідною напругою призводить до появи фазових інтермодуляційних спотворень.

Замість транзисторів КТ3107Г (VT1, VT2) в підсилювачі можна використовувати будь-які інші кремнієві транзистори з великим коефіцієнтом передачі струму h 21е (наприклад, КТ3107 з індексами Л-Ж. К. Л, КТ361 з індексами Б і Е), замість КТ313А (VT - будь-який транзистор з малим значенням h 21Е та великою допустимою напругою між колектором та емітером. Стабілітрон VD1 можна замінити на КС 139А.

Нестача розглянутого каскаду - дещо менша (порівняно з традиційним) амплітуда вихідного сигналу через падіння напруги на двох транзисторах VT2, VT3 та резисторі R3 - несуттєва, тому що в більшості випадків різниця не перевищує 5...7 %.

Вихідний каскад повинен забезпечити в низькоомному навантаженні неспотворений сигнал необхідної потужності за високого ККД. Розглянемо традиційний каскад (рис. 1) на комплементарних парах транзисторів, що включені за схемою двотактного емітерного повторигеля. Як вихідні використовують зазвичай потужні комплементарні низькочастотні транзистори серій KT8I8, КТ819 та ін. з граничною частотою 3...4 МГц. У разі включення таких транзисторів за схемою на рис. 1 в їх базах Накопичуються електричні заряди, що еквівалентно наявності внутрішньої ємності база-емітер, яка залежить від граничної частоти і у сучасних потужних транзисторів може досягати десятих сотих часток мікрофаради.

Розглянемо це докладніше. Припустимо, що на вхід каскаду надходить позитивна напівхвиля сигналу та працює верхнє (за схемою) плече двотактного каскаду (VT4, VT6). Транзистор VT4 включений за схемою ОК і має мінімальний вихідний опір. Тому струм, що протікає через нього, швидко заряджає вхідну ємність транзистора VT6 і відкриває його. Тепер, щоб повністю закрити транзистор VT6, необхідно розрядити цю ємність, а розряджатися вона, як неважко бачити, може переважно через резистори R5, R6, причому відносно повільно. При використанні транзистора з граничною частотою 3МГц і резисторів R5, R6 опором 100 Ом швидкість зменшення колекторного струму транзистора VT6 складе приблизно 0,15 А/мкс. Після зміни полярності вихідної напруги включається нижнє (за схемою) плече вихідного каскаду. Але оскільки ємність база-емітера транзистора VT6 до цього часу не встигає розрядитися, він не закривається і через транзистор VT7, крім свого, протікає колекторний струм транзистора VT6. В результаті через виникнення наскрізного струму не тільки підвищується потужність, що розсіюється транзисторами на високих частотах, і падає ККД підсилювача, а й зростають спотворення сигналу. При надмірно високій швидкості наростання вихідної напруги та дії на підсилювач сигналу високочастотної перешкоди можливий навіть вихід потужних транзисторів з ладу.

Найпростіший спосіб усунення описаного недоліку - зменшення опору резисторів R5, R6, але при цьому зростає потужність, що розсіюється на транзисторах VT4, VT5. Інший шлях – видозмінити схему вихідного каскаду (рис. 7). Тут розсмоктування надлишкового заряду форсовано шляхом підключення резистора R3 до емітера транзистора VT2, який знаходиться під негативнішим потенціалом, ніж точка, з якої знімається вихідна напруга.

Через високий вихідний опір передкінцевого каскаду надлишковий заряд може накопичуватися і на базах транзисторів VT1, VT2.

Щоб цього не сталося, їх бази з'єднані із загальним дротом через резистори Rl, R2. Експериментальна перевірка показала, що описані заходи досить ефективні: порівняно з типовим швидкість зменшення колекторного струму в каскаді за схемою на рис. 7 виявляється у чотири рази більшою (0,6 А/мкс), а викликані розглянутим ефектом спотворення на частоті 20 кГц - приблизно втричі меншими.

Відомо, що найменші спотворення забезпечують підсилювачі, що працюють у режимі А. Однак у переважній більшості сучасних підсилювачів потужності ЗЧ (УМЗЧ) використовується режим АВ. Пояснюється це низьким ККД перших із названих підсилювачів, що створює певні труднощі, пов'язані з відведенням значної кількості тепла від вихідних транзисторів, а також із проблемою забезпечення стабільності струму спокій. Так, якщо а кінцевому каскаді, що працює в режимі АВ, зміна цього струму в півтора-два рази цілком допустима (хоча і небажано), то така ж зміна струму спокій підсилювачі, що працює в режимі А, може призвести до найсерйозніших наслідків. Сучасні потужні комплементарні транзистори з розсіюваною на колекторі потужністю 100 і більше ватів пом'якшують цей недолік режиму А, проте використовують його все ж таки переважно в УМЗЧ з порівняно невеликою вихідною потужністю. Схема одного з таких УМЗЧ показана на рис. 8. .

Особливість даного УМЗЧ - використання у кожному його плечі як транзистора (VT1 і VT2), і інтегрального ОУ (DA1 і DA2). Обидва плечі підсилювача охоплені ООС. Для зниження спотворень коефіцієнти посилення обох плеч повинні бути однакові, що виконується за дотримання рівності: R2/R1=R3/R4.

Струм спокою стабілізується пристроєм, що стежить, що складається з диференціального підсилювача DA4 і інвертуючого повторювача напруги DA3. Працює так. Будь-яке коливання струму, що протікає через вихідні транзистори, змінює падіння напруги на резисторах R22, R23, яке посилюється ОУ DA4 І подається на вхід ОУ DA2, ачерез інвертор DA3 – на вхід ОУ DA1. Ланцюги R19C3 і R20C11 утворюють фільтри нижніх частот, що пропускають на вихід ОУ DA4 лише низькочастотні коливання струму спокою. Початкове значення цього струму встановлюють резистором R26. Коригувальні ланцюги R14C9 та R15C10 оберігають підсилювач від самозбудження. Всі ОУ живляться стабілізованою напругою ± 18 В (ланцюги живленні на схемі не показані). металевому корпусі) або К553УД2 (у пластмасовому). Можливе також застосування ОУ К157УД2 та К153УД6 (модифікація ОУ К153УД2) та інших ОУ з відповідними ланцюгами корекції та напругами живлення (якщо вони нижчі за ±18 В, то, природно, знизиться вихідна потужність підсилювача).

Останнім часом вдалося суттєво підвищити ККД УМЗЧ, що працюють у режимі А, та наблизити його до значення, характерного для підсилювачів, що працюють у режимі АВ. Це стало можливим завдяки використанню режиму роботи вихідного каскаду з плаваючою робочою точкою (її положення робочої характеристики змінюється залежно від рівня вхідного сигналу). На рис. 9 наведена принципова схема вихідного каскаду УМЗЧ, що працює в такому режимі. При збільшенні напруги на вході підсилювача зростає струм, що протікає через навантаження, а значить, і через резистори R10 (позитивна напівхвиля), R11 (негативна напівхвиля). При збільшенні падіння напруги на цих резисторах зростає струм через резистори R7, R6 і, як наслідок цього, зменшуються струми баз транзисторів VT3, VT2 і збільшуються напруги між колекторами і емітерами. Остання обставина призводить до збільшення напруги зміщення та відповідного зсуву робочої точки вихідних транзисторів у область великих значень струму спокою.

У всіх каскадах підсилювача, крім кінцевого (VT12 - VT15), можна використовувати практично будь-які малопотужні високочастотні транзистори. Для реалізації каскадів на транзисторах VT4 - VT7 («струмові дзеркала») особливо зручні транзисторні зборки К159НТ1В та КТС3103А. В кінцевому каскаді можуть працювати комплементарні пари транзисторів КТ814 та КТ815, КТ816 та КТ817, КТ818 та КТ819 з будь-якими, але однаковими літерними індексами.

Частотна корекція УМЗЛ. Зниження динамічних спотворень можна досягти лише приділивши серйозну увагу частотної Корекції УМЗЧ, охопленого глибокої ООС. Щоб краще розібратися про питання, пов'язані з реалізацією оптимальної частотної корекції, розглянемо АЧХ типового УМЗЧ з коефіцієнтом передачі при розімкнутому ланцюзі ООС, рівним 60 дБ, а при замкнутому 26 дБ (рис. 10). Щоб забезпечити таку глибоку ООС у всьому діапазоні звукових частот, смуга пропускання підсилювача з розімкнутим ланцюгом ООС повинна бути не вже 20 кГц (Перший перегин АЧХ на частоті f 1). Далі починається спад посилення з крутістю 20 дБ на декаду. Смуга пропускання підсилювача із замкненим ланцюгом ООС (частота f 2) визначається точкою перетину АЧХ УМЗЧ із замкнутим та розімкненим ланцюгом ООС і в нашому випадку дорівнює 1 МГц. Для попередження самозбудження підсилювача частота другого перегину АЧХ f 3 яка визначається, як правило, граничною частотою транзисторів кінцевого каскаду, повинна бути в області, де коефіцієнт посилення підсилювача з розімкнутою ООС менше 26 дБ.

Реальний звуковий сигнал носить імпульсний характер, тому гарне уявлення про динамічні властивості підсилювача можна отримати за його реакцією на стрибок вхідної напруги. Ця реакція залежить, як відомо, від перехідної характеристики підсилювача, яка для УМЗЧ з розглянутою вище формою АЧХ може бути описана за допомогою коефіцієнта згасання ξ, що обчислюється за формулою: ξ=1/2√f 3 /f 2 . Перехідні характеристики УМЗЧ за різних значень цього коефіцієнта наведено на рис. 11. За величиною першого викиду вихідної напруги U вих =f(t) можна будувати висновки щодо відносної стійкості підсилювача. Як видно з наведених на рис. 11 показників, найбільший він при мінімальних коефіцієнтах згасання. Такі підсилювачі схильні до самозбудження та за інших рівних умов мають великі динамічні спотворення. З погляду мінімізації спотворень найбільш хороший підсилювач з аперіодичною перехідною характеристикою (ξ>1). Однак забезпечення такого коефіцієнта досягається надто дорогою ціною. Справа в тому, що в цьому випадку підсилювач повинен мати АЧХ, частота другого перегину f 3 якої лежить далеко за межами смуги пропускання всього УМЗЧ із замкненим ланцюгом ООС (f 3 4f 2). Реалізувати такий підсилювач технічно дуже важко, тому доводиться йти на компроміс, задавшись нижчим коефіцієнтом згасання. У літературі як оптимального рекомендується коефіцієнт загасання ξ=0,8, при якому f 3 ≥2,6f 2 а перший викид вихідної напруги не перевищує 1,4 %.

Вказані вище співвідношення справедливі лише для лінійної області АЧХ УМЗЧ за умови, що швидкість наростання вихідної напруги підсилювача не обмежує тривалість перехідного процесу, а частота f 3 досить перевищує f 2 . При невиконанні цих умов перехідний процес затягуватиметься і матиме більш виражений коливальний характер. Якщо АЧХ УМЗЧ із розімкнутим ланцюгом ООС така, що коефіцієнт посилення До u на частоті f 2 більше 26 дБ (штрих-пунктирна лінія на рис. 10), то необхідно скоригувати її до необхідного вигляду. У двокаскідних УМЗЧ корекцію найчастіше проводять у другому каскаді, вживши заходів щодо забезпечення необхідної швидкості наростання при максимальному вихідному сигналі. При цьому слід на увазі, що максимальна швидкість наростання не пов'язана прямою залежністю з малосигнальною смугою пропускання підсилювача.

Для налагодження підсилювача на його вхід подають прямокутні імпульси і, спостерігай перехідний процес УМЗЧ на екрані осцилографа, підбором коригувального конденсатора (С1 на рис. 1 або рис. 5) досягають ледь помітного викиду вихідної напруги.

Таким чином, УМЗЧ з малими динамічними спотвореннями повинен забезпечувати перехідний процес з не менше 0,8 (див. рис. 11) і мати достатню швидкість наростання вихідної напруги. Необхідно також виконання вимог щодо лінеаризації всіх його каскадів.

Кінцевий опір «земляних» шин призводить до того, що імпульси струму за загальним проводом з виходу УМЗЧ можуть потрапити на його вхід. Для боротьби з такими перешкодами зазвичай рекомендують збільшувати переріз шин загального дроту і з'єднувати всі провідники, що йдуть до них, в одній точці. Але найбільш дієвим способом захисту є гальванічна розв'язка загального дроту вхідного каскаду потужної шини живлення. Це можливо в УМЗЧ із диференціальним вхідним каскадом. Із загальним дротом джерела сигналу (лівим за схемою на рис. 12) пов'язані лише висновки резисторів R1 та R2. Всі інші провідники, з'єднані із загальним дротом, підключені до потужної шини джерела живлення (правою за схемою). Однак у цьому випадку відключення з будь-яких причин джерела сигналу може призвести до виходу УМЗЧ з ладу, так як ліва «земляна» шина виявляється ні до чого не приєднаною і стан вихідного каскаду стає непередбачуваним. Щоб уникнути такої ситуації, обидві «земляні» шини з'єднують резистором R4. Його опір має бути не дуже малим, щоб перешкоди від потужної шини живлення не могли проникнути на вхід підсилювача, і водночас не надто великим, щоб не впливати на глибину ООС. Насправді опір захисного резистора вибирають у межах від одиниць до десятків Ом.

П удосконалення УМЗЧ.В останні роки намітилася тенденція покращення якісних показників УМЗЧ шляхом побудови повністю двотактних (включаючи вхідні каскади) підсилювачів із потужними МОП-транзисторами (із ізольованим затвором) у вихідному каскаді. У порівнянні з біполярними МОП-транзистори вигідно відрізняються кращою лінійністю прохідних характеристик, високим вхідним опором, хорошими частотними властивостями. У них відсутнє явище вторинного теплового пробою, так як зі збільшенням температури кристала через велику розсіювану потужність опір каналу транзистора зростає. Це дозволяє в деяких випадках уникнути захисту УМЗЧ від теплових навантажень. Як приклад на рис. 13 наведена схема повністю двотактного підсилювача з комплементарними парами потужних МОП-транзисторів у вихідному каскаді японської фірми «Hitachi».

Основні технічні характеристики

Двотактний вхідний каскад (VT1, VT2; VT4, VT6) дозволив обійтися простими джерелами струму на транзисторах VT3 та VT5. Підсилювач напруги побудований за схемою, аналогічною до наведеної на рис. 6. Для збільшення вихідної потужності транзистори кінцевого каскаду VT14, VT16 (2SKI34) і VT15, VT17 (2SJ49) з'єднані паралельно. Фільтр R1C2 захищає вхід УМЗЧ від проникнення високочастотних перешкод. Для виключення розбалансування підсилювачі через вхідні струми до неінвертуючого та інвертуючого входів підключені резистори R2 і R27 однакового опору.

У цьому підсилювачі розділені загальні дроти вхідних та вихідних каскадів (див. попередній розділ), на що вказує зображення резистора R23. Така неявна вказівка ​​на поділ загальних шин часто зустрічається в схемах УМЗЛ, що публікуються у закордонних виданнях.

Обмежений обсяг журнальної статті не дозволив познайомити читачів з іншими цікавими схемотехнічними рішеннями УМЗЧ, тому тим, хто цікавиться цією тематикою, рекомендуємо звернутися до зазначеної у списку літератури.

ЛІТЕРАТУРА

1. Cherry Edward M. Amplitude and Phase of Intermodulation Distortion.- Journal of the Audio Engineering Society, 1983, v. 31. №5, p. 298-303.
2. Cordell Robert R. Another View on TIM. Part 1. - Audio. 1980, v. 64 №2, p. 38-49.
3. Cordell Robert R. Phase Intermodulation Distortion Instrumentation and Measurements.- Journal of the Audio Engineering Society, 1983. v. 31. №3, p. 114-123.
4. Krauter M. Nf-Verstarker: Der Gesamt-eindruck zait, - Funkschau, 1983 №18, 59-61.
5. Petrl-Larml M., Otala M., Lammasmieml J. Psychoacoustic Detection Threshold of Transient Intermodulation Distortion.- Journal of the Audio Engineering Society, 1980. v. 28 № 3, p. 98-104.
6. Дістав І. Операційні підсилювачі. Пров. з англ.- М: Світ, 1982.
7. Scott Robert F. Power MOSFET Amplifiers. - Radio-Electronics. 1983. v. 54 № 7, p. 80-81.
8. Leach Marshall W. An Amplifier Input Stage Design Criterion for Suppression of Dynamic Distortions.- Journal of the Audio Engineering Society, 1981. v. 29 № 4. p. 249-251.
9. Cherry Edward M. Transient Intermodulation Distortion.- Part I: Hard Nonlinearity.- IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, 1981. v. ASSP-29 № 2. p. 137-146.
10. Cherry Edward M. Feedback. Sensitivity, and Stability of Audio Power Amplifiers.- Journal of the Audio Engineering Society, 1982, v. 30 № 5. p. 282-294.
11. Kondo Hikaru. Nuevo conceplo en amplificadores de potencia para audio sistema "super A" de JVC. - Mundo eleutronico, 1980 № 102, p. 75-81.
12. Borbely Erno. High Power High Quality Amplifier Using MOSFETs.-Wireless World. 1983, v. 89. № 1556. p. 69-75.
13. Cordell Robert R. Останній перегляд TIM. Part 2. - Audio. 1980, v. 64. № 3. p. 39-40.
14. Тітце У., Шенк К. Напівпровідникова схемотехніка. Довідкове керівництво. Пров. з ньому. - М: Мир, 1982, с. 240.
15. Pollock N. 12 W class A power amplifier.-Wireless World. 1980. Vol. 86. № 1529, to. 74.
16. Jung Walter G. Marsh Richard. Selection Capacitors for Optimum Performance. Part I.-Audio, 1980. Vol. 64. № 2. p. 52-86.
17. Cherry Edward M. A New Distortion Mechanism It Class B. Amplifiers.- journal of the Audio Engineering Society. 1981. Vol. 20 № 5. p. 327-328.
18. Єфремов В. С. Двотактні підсилювачі зі стабілізацією мінімальних струмів плечей.-Напівпровідникова електроніка в техніці зв'язку. 93, с. 87-94.
19. Sandman A, Low cross-over distortion class B amplifier.- Wireless World. 1971. Vol. 77. № 1429, p. 341.
20. Horowitz Mannle. How to Design Analog Circuits. Audio Power Amplifiers. - Radio-Etectronics, 1983, Vol. 54. №5, p. 73-76.
21. Hood Llnaley JL 60-100 W MOSFET Audio Amplifier.- Wireless World, 1982, Vol. 88. № 1558, p. 83-86.